Введение к работе
Актуальность темы
В современных радиотехнических системах связи, радиолокации и радиомониторинга широко используются частотно-селективные (частотно-избирательные) устройства СВЧ (ЧСУ СВЧ), представляющие собой фильтры нижних частот, фильтры верхних частот, полосно-пропускающие, полосно-заграждающие фильтры и фильтры верхних гармоник.
В диапазоне СВЧ ЧСУ реализуются на основе линий передачи с распределенными параметрами - волноводных, коаксиальных, микрополосковых и др., а также в виде комбинированных и гибридных устройств с распределенными и сосредоточенными элементами [1*, 2*]. Особо следует выделить частотные фильтры, выполненные на основе диэлектрических резонаторов [3*], а также периодических и замедляющих систем (ЗС) [4*, 5*]. Интерес к таким структурам закономерен, поскольку их применение, благодаря резонансным явлениям в диэлектриках с большой диэлектрической проницаемостью и эффекту замедления электромагнитных волн, позволяет создавать новые микрополосковые частотно-селективные устройства (МЧСУ) СВЧ с габаритными размерами значительно меньшими рабочих длин волн, обладающие улучшенными электрическими характеристиками и низкой стоимостью [6*].
Состояние вопроса
Проблема миниатюризации СВЧ устройств остро встала во второй половине прошлого века. Она была частично решена благодаря созданию гибридных и объемных интегральных схем СВЧ [7*], включающих в себя различные устройства и их элементы, такие как смесители, гетеродины, усилители, генераторы, переключающие устройства и т.п. Однако в сравнении с активными твердотельными элементами, МЧСУ СВЧ наиболее трудно поддаются миниатюризации даже в случае планарных схем СВЧ, вследствие достаточно высоких потерь на излучение и существенных трудностей при согласовании устройств по волновому сопротивлению [8*]. Использование же сосредоточенных элементов и комбинированных схем с распределенными и сосредоточенными элементами весьма ограничено из-за низкой добротности последних.
В современной технике СВЧ наиболее широко используются миниатюрные МЧСУ трех основных типов: на основе микрополосковых фильтров (МИФ), на диэлектрических резонаторах (ДР) и на поверхностно-акустических волнах (ПАВ) [9*]. Заметное улучшение параметров МЧСУ СВЧ можно получить, используя в
конструкциях проводники в виде микрополосковых спиральных, меандровых, штыревых, лестничных и т.п. периодических и ЗС, а также керамические подложки с высокими значениями диэлектрической и (или) магнитной проницаемости. Габаритные размеры таких устройств могут быть уменьшены практически прямо пропорционально величине коэффициента замедления без заметного ухудшения их добротности. Еще более значительного улучшения характеристик подобных устройств можно достичь при криогенных температурах с использованием явления высокотемпературной сверхпроводимости [10*, 11*].
Цель диссертации
Исследование дисперсионных свойств электромагнитных волн в микрополосковых структурах на резонансных отрезках одиночных и связанных металлодиэлектрических ЗС для создания функциональных элементов, узлов и модулей, обеспечивающих миниатюризацию частотно-селективных устройств СВЧ техники.
Для достижения указанной цели необходимо решение следующих задач:
исследование микрополосковых металлодиэлектрических систем с
преимущественно сосредоточенными в пространстве электрическим и магнитным полями, в том числе, при близком к равномерному распределению для выбранного поля;
реализация для выбранных типов одиночных и связанных микрополосковых металлодиэлектрических систем требуемых коэффициентов замедления, затухания, добротности и волновых сопротивлений;
обеспечение условий согласования распространения медленных волн в микрополосковых металлодиэлектрических системах с условиями их распространения в окружающих средах при заданном распределении электромагнитного поля.
Методы исследования
Исследования проведены с помощью математических аппаратов электродинамики и теории электромагнитного поля; теории электрических цепей и сигналов; численных методов и компьютерного моделирования; изготовленных экспериментальных макетов и устройств.
Достоверность научных положений, выводов и рекомендаций подтверждается корректностью используемых и опубликованных математических выводов и моделей; согласованностью ряда полученных результатов с опубликованными в отечественной и зарубежной печати; результатами компьютерного моделирования,
экспериментальных исследований и внедрением разработанных элементов и
устройств в производство.
Научная новизна, основные научные положения и результаты
На защиту выносятся перечисленные ниже новые результаты, полученные в
работе:
1. Методика расчета и компьютерного моделирования МЧСУ СВЧ на
резонансных отрезках одиночных и связанных металлодиэлектрических ЗС,
основанная на комбинированном использовании численных и приближенно-
аналитических моделей и методов, в частности, численного метода моментов в
сочетании с приближенно-аналитическими методами, основанными на замене
электродинамической структуры эквивалентной длинной или многопроводной
линией и последующем определении её погонных параметров с учетом дисперсии.
2. Исследованные физические и конструктивные особенности
микрополосковых отрезков одиночных и связанных металлодиэлектрических ЗС,
позволяющие обеспечить на основе использования резонансных явлений в
диэлектриках с большой относительной диэлектрической проницаемостью и эффекта
замедления электромагнитных волн, уменьшение геометрических размеров
электродинамических структур прямо пропорционально величине коэффициента
замедления без существенного снижения их добротности, и создавать конструкции
микрополосковых частотно-селективных СВЧ устройств с габаритными размерами,
значительно меньшими рабочих длин волн, обладающие улучшенными
электрическими характеристиками и низкой стоимостью.
3. Результаты экспериментальных исследований и компьютерного
моделирования предложенных МЧСУ СВЧ на отрезках одиночных и связанных
металлодиэлектрических ЗС, подтверждающие результаты аналитического расчета:
микрополоскового трансформатора-фильтра низких частот на штыревой ЗС, выполненного на диэлектрической подложке из стеклотекстолита с габаритными размерами 112 х 41,5 мм, обеспечивающего широкополосную трансформацию волнового сопротивления с 25 на 50 Ом при максимальной крутизне АЧХ вблизи частоты отсечки - частота среза на уровне (- 5) дБ составляет 1,0 ГГц, а на частоте 1,2 ГГц затухание уже более 40 дБ.
микрополосковой фидерной линии на основе ЗС типа «зигзаг» с продольно-проводящим экраном, обеспечивающей устойчивый участок с аномальной дисперсией в диапазоне от 3,5 до 8 ГГц и последующую минимальную дисперсию
вплоть до 12 ГГц, при использовании подложки с габаритными размерами 91 х 47 мм, с относительной диэлектрической проницаемостью 9,8 и толщиной 1,5 - 2 мм.
- микрополоскового фильтра низких частот, выполненного на диэлектрической
подложке из поликора с габаритными размерами 96,5 х 64 мм на основе
параллельных отрезков металлических зигзаг-линий и расположенной симметрично
между ними диэлектрической зигзагообразной вставки - резонатора с высокой
диэлектрической проницаемостью, обеспечивающего отсутствие высших полос
пропускания (затухание более 25 дБ) и максимальную крутизну АЧХ вблизи частоты
отсечки (частота среза на уровне (- 3) дБ составляет 2,2 ГГц, а на частоте 2,25 ГГц
затухание уже более 30 дБ).
- микрополоскового полосно-пропускающего фильтра, выполненного на
диэлектрической подложке из поликора с габаритными размерами 90,5 х 47 мм, на
основе металлического отрезка зигзаг-линии и периодической структуры из
диэлектрических вставок - резонаторов с высокой диэлектрической проницаемостью,
обеспечивающего полосу пропускания 2,0...2,7 ГГц при коэффициенте затухания не
превышающем 3 дБ (на границах полосы ~ 5 дБ), а вне полосы - 80... 100 дБ, а также
возможность электронной перестройки частоты за счет соединения противоположных
концов диэлектрических вставок - резонаторов с металлическим экраном,
выполненным с обратной стороны печатной платы, с помощью ПЛИС ЕРМ 3032
компании Atmel.
- микрополосковой антенны для радиочастотной идентификации (RFID) в
диапазоне 866-915 МГц, выполненной на подложке из стеклотекстолита с внешним
диаметром 110 мм на основе круговой меандр-линии, обеспечивающей при
изменении коэффициента замедления от 4 до 6, равномерную осевую диаграмму
направленности излучения с круговой поляризацией, ортогональную плоскости
подложки.
Апробация работы
Основные теоретические и практические результаты диссертации докладывались и обсуждались на 7 Международных и Всероссийских научно-технических конференциях: конференции молодых специалистов «Пульсар-2005», Москва, 2005; Международных научно-технических конференциях «Актуальные проблемы электронного приборостроения (АПЭП)», Саратов, 2006, 2008; VI Международной научно-технической конференции «Физика и технические приложения волновых процессов» Казань, 2007; Всероссийской научно-практической конференции
«Математика, информатика, естествознание в экономике и в обществе», Москва, 2009; LXI, LXV Научных сессиях, посвященных Дню радио, Москва, 2006, 2010.
Практическая ценность и внедрение результатов
Основные результаты диссертации получены при выполнении научно-исследовательских и инициативных работ, выполненных в МИЭМ при участии автора за период 2005-2010 г.
Научные и практические результаты работы используются в ООО «ДИИП-СЕРВИС», ООО «НТЦ АЛЬФА 1» и в учебном процессе МИЭМ при подготовке инженеров по специальности 210105 "Электронные приборы и устройства", а также бакалавров и магистров по направлению 210100 «Электроника и микроэлектроника».
Использование результатов подтверждено соответствующими актами и заключениями.
Публикации
По материалам диссертации опубликовано 15 работ, включая 2 статьи в российских журналах (по списку ВАК РФ), 8 статей в трудах российских и международных конференций, 5 патентов РФ на изобретение.
Структура диссертации
Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, библиографического списка и приложения. Общий объем диссертации составляет 137 страниц, включая 72 рисунков, библиографический список из 104 отечественных и зарубежных источников на 11 страницах, приложения с актами использования результатов на 3 страницах.
Во введении к диссертации обоснована ее актуальность, рассмотрено состояние вопроса, сформулированы цели, задачи и методы исследований, научная новизна, основные положения, выносимые на защиту, вопросы практической ценности, внедрения результатов, апробации и публикаций. Приводится краткое содержание каждой из глав.
В первой главе проведен обзор современного состояния и тенденций развития современных МЧСУ СВЧ, включая комбинированные и гибридные устройства на основе диэлектрических резонаторов и резонансных отрезков периодических и ЗС. Рассмотрены физические и конструктивно-технологические особенности таких устройств и их элементов, проанализированы частотные характеристики и возможность их миниатюризации, показаны тенденции дальнейшего развития. Сделан вывод об актуальности поставленной научной задачи.
На основе выполненного обзора показано, что перспективным является разработка
комбинированных и гибридных устройств на основе диэлектрических резонаторов и
резонансных отрезков периодических и ЗС. Благодаря резонансным явлениям в диэлектриках с большой диэлектрической проницаемостью и эффекту замедления электромагнитных волн в таких устройствах, появляется возможность создания МЧСУ СВЧ с габаритными размерами значительно меньшими рабочих длин волн, обладающих улучшенными электрическими характеристиками и низкой стоимостью.
Проанализированы существующие методы расчета, проектирования и компьютерного моделирования, которые могут быть использованы для определения основных характеристик и параметров МЧСУ на резонансных отрезках замедляющих металлодиэлектрических систем. Подчеркнута эффективность использования приближенно-аналитических моделей и методов, в частности метода, основанного на замене электродинамической структуры эквивалентной длинной линией и последующем определении её погонных параметров с учетом дисперсии.
Во второй главе проанализирована возможность применения приближенно-аналитических моделей и методов для расчета и проектирования МЧСУ СВЧ на резонансных отрезках металлодиэлектрических ЗС. В частности, рассмотрен метод эквивалентных длинных линий, основанный на замене электродинамической структуры трехпроводной эквивалентной линией (рисунок 1), позволяющий относительно просто учитывать влияние параметров сред и геометрических размеров проводников на величину коэффициента замедления раздельно в каждой из областей, прилегающих к импедансному проводнику.
Рисунок 1 - Модель МЧСУ на полосковой ЗС и ее замена трехпроводной
эквивалентной линией Рассмотрена обобщённая модель МЧСУ на полосковой ЗС в виде бесконечно
тонкого импедансного проводника шириной А с шагом h и расположенной
параллельно на расстоянии w = b2 поверхности с идеальной проводимостью в
продольном направлении (рисунок 1). В предположении, что область 2 между продольно
проводящей поверхностью и импедансным проводником заполнена
магнито диэлектриком с 2 = "; и //2 = 1, а также, что все составляющие поля волны
представлены нулевыми пространственными гармониками, при достаточно большом замедлении и равенстве поперечных постоянных в обеих областях г, считая 7.лЪ = А,
получены выражения для погонных емкостей и индуктивностеи эквивалентной трехпроводной линии Сх = А т є0, С2 = Атє0є cthwr, Lx = L2 = А/л0/И г, относительного замедления nom = тИ/кА = 2(1+є cthw т) и волнового сопротивления
Z0= (PIt)^(juq /є0 )/(і + є cthw r)h2r2 .
Проанализирована модель МЧСУ на микрополосковой меандр-линии (рисунок 2). Структура расположена на одной стороне экранированной диэлектрической подложки с проницаемостью є и толщиной Ь; р - ширина проводников, h - расстояние между серединами проводников, Н - ширина меандр-линии. Толщина проводников пренебрежимо мала, а проводимость проводников и экрана - идеальна. Для такой модели в приближении малости сдвига фазы волны между соседними проводниками (0 < я/б) и представлении составляющих поля волны электрического типа только нулевой пространственной гармоникой, а магнитного типа в виде суммы плюс первой и минус первой гармоник, получено обобщенное дисперсионное уравнение, из
которого найдено выражение для относительного замедления пс
h TQ і + scthb TQ
Л l + cth — h
где т0 - поперечная постоянная нулевой гармоники.
С помощью MathCAD получены зависимости погп от пропорционального частоте параметра 2Н / Ае, где Ле - длина волны в диэлектрической подложке (рисунок 2). Параметром кривых является также величина а = тгЬ I h.
Из полученных зависимостей (рисунок 2) видно, что при малых значениях а относительное замедление растет, причем дисперсия практически линейна, что объясняется сосредоточением поля замедленной волны вблизи поверхности меандр-линии. С увеличением а концентрация поля снижается, при этом замедление уменьшается достаточно сильно, и дисперсия с ростом параметра 2Н / Ле начинает увеличиваться квадратично.
обл.1
обл. 2
0,8
0,2 0
о,1 0,2 0,3 2H/L
Рисунок 2 - Модель МЧСУ на микрополосковой меандр-линии и её дисперсионные
характеристики 9
Для обобщенных моделей МЧСУ на связанных ЗС в случаях синфазного и противофазного возбуждения (рисунки 3,4), предложены приближенно-аналитические соотношения, модифицирующие метод эквивалентных длинных линий с учетом их дисперсионных свойств.
В частности, при противофазном возбуждении симметричные связанные ЗС можно заменить двумя последовательно соединенными линиями, каждая из которых представляется в виде рассмотренной выше модели (рисунок 1). Однако, в отличие от одиночной системы, к потоку магнитного поля, возбуждаемого поперечными составляющими токов в одном импедансном проводнике, прибавляется часть потока магнитного поля, возбуждаемого другим проводником, что приводит к увеличению погонной индуктивности каждого из проводников в [1 + ехр(— 2wt)\ раза. В
результате имеем Lx = L2 = ^4//0[ехр(- 2wT)\/h т. Это проводит к увеличению
относительного замедления nom =\\+s cthwтЇ2 — thw г), и волнового сопротивления
Z0=(j3/z \J4(jU0/є0)(2 - thwт)/(і + є cthwr)h
2 2 Г
\
/
/
"СчУчУ
/ //-
: ишаз
"'""і", щ
"НП.'ІЧ ІІІИІІММ III' т
[
V, т ^ т. Л
""j'l"1' ІІІПІИПІІ ІІПІ.,1. І
\ \ V
~7~? / / / <^У / / -^//
Рисунок 3 - Распределение напряженностей электрического (Е) и магнитного (Н) полей при
противофазном возбуждении связанных ЗС : 1,2 - импедансные проводники;
3 - диэлектрическая подложка (экран)
Рисунок 4 - Распределение напряженностей электрического (Е) и магнитного (Н) полей при синфазном возбуждении связанных ЗС : 1,2 - импедансные, 4 - экранный проводники, 3 -
диэлектрическая подложка (экран) Для указанных расчетных моделей получены выражения для пропорциональных
квадрату относительного замедления значений добротности, составляющих более 4,5»
10 на частотах, превышающих 10 Гц при резонансных размерах структур порядка 10" м.
Сделан вывод о возможности миниатюризации и перспективности использования таких структур для МЧСУ СВЧ на резонансных отрезках металлодиэлектрических ЗС.
В третьей главе дан краткий обзор современных программных средств для электромагнитного моделирования электродинамических структур. Показано, что для компьютерного анализа МЧСУ СВЧ наиболее эффективно использование программного пакета AWR Design Environment (Microwave Office), относящегося к 2.5-D моделирующим программам и реализованного на основе метода моментов. Отмечено, что метод моментов, в отличие от методов конечных разностей и конечных элементов, на которых базируются 3-D программы, требует гораздо меньше машинного времени, что существенно ускоряет процессы расчета и моделирования.
Проанализированы возможности и особенности алгоритма численного моделирования с помощью AWR Design Environment (Microwave Office) МЧСУ СВЧ, выполненных на основе односторонних и двухсторонних печатных плат. Отмечено, что в результате применения программных средств AWR Design Environment (Microwave Office) могут быть уточнены аналитические расчеты для проектируемых МЧСУ СВЧ на отрезках резонансных металло диэлектрических ЗС.
В четвертой главе предложены, теоретически обоснованы, численно и экспериментально исследованы новые МЧСУ СВЧ на резонансных отрезках металлодиэлектрических ЗС. В результате компьютерного моделирования и экспериментальных исследований подтверждена возможность реализации с помощью разработанных микрополосковых структур требуемых значений коэффициентов замедления, затухания и волновых сопротивлений, обеспечивающие возможность их миниатюризации и многофункционального использования.
Теоретически обоснован, численно и экспериментально исследован новый микрополосковый трансформатор - фильтр низких частот на штыревой ЗС (рисунок 5). В конструкции такого МЧСУ между импедансными проводниками с разными волновыми сопротивлениями 1 и 2, и шириной, соответственно, Wi и W2, которые нанесены с помощью металлизации с одной стороны диэлектрической подложки, располагается частотно-селективная трансформирующая секция 3, выполненная в виде микрополосковой импедансной штыревой гребенки с симметричным относительно ее основания расположением штырей, и огибающих концы штырей с зазором двух наклонных планок 4, соединенных с изотропным металлическим экраном, находящимся с другой стороны диэлектрической подложки.
ІІЩЩ
Рисунок 5 - Конструкции и модель согласующего трансформатора-фильтра низких частот в
программе AWR Design Environment
На рисунке 6 показаны результаты численного моделирования устройства,
полученные с помощью программы AWR Design Environment (Microwave Office
v.6.53) в виде зависимостей безразмерного параметра Sn, характеризующего
согласование структуры (графики 1, 2) и комплексного коэффициента передачи S21 в
дБ (графики 3, 4), от частоты в ГГц. Графики 1 и 3 получены для 4-х штыревой
гребенчатой секции, графики 2 и 4 - для 5-ти штыревой. Ширина Wj импедансного
проводника для обеих топологий структур соответствует волновому сопротивлению
25 Ом, W2 - волновому сопротивлению 50 Ом.
Graph 1
Frequency (GHz)
Рисунок 6 - Результаты численного моделирования S-параметров модели согласующего трансформатора-фильтра низких частот в программе AWR Design Environment
Из анализа данных кривых следует, что увеличение числа штырей гребенчатой
секции улучшает фильтровые свойства трансформатора и сдвигает АЧХ в более
низкочастотную область при практически неизменном согласовании. При этом для 5-
ти штыревой структуры, крутизна АЧХ вблизи частоты отсечки максимальна -
частота среза на уровне (- 5) дБ составляет 1,0 ГГц, а на частоте 1,2 ГГц затухание
уже более 40 дБ. Величина зазора между гребенкой и планками также влияет на
крутизну АЧХ, и целесообразно ее выбирать минимальной.
Экспериментальные исследования АЧХ макета трансформатора - фильтра низких частот на штыревой ЗС проведены с помощью измерителя комплексных коэффициентов передачи Р4-37. Макет устройства представлял собой 5-ти штыревую структуру, выполненную на подложке из стеклотекстолита с размерами 120x48 мм и включался в схему «на проход», что позволило измерить его коэффициенты передачи. Схема стандартной измерительной установки, работающей в поддиапазоне 1250 -3000 МГц приведена на рисунке 7.
Елок
измерительный
1.
Гамвртор
качающейся частоты ГКЧ4
Преобразователь частоты
Смеситель
Аттенюатор 20дБ
>
Тройник измерительный
Аттенюатор |
6ДБ
Смеситель
Рисунок 7 - Структурная схема измерительной установки Результаты компьютерного моделирования и эксперимента, полученные для параметра S21, представлены на рисунке 8.
!0 па
-10.8 11 52 12.24 12.39 13Є8 -14.4 15.12 15.34 16.56 17.29 19 1872' 1844' 29.19 29.0: 21.9
32 23 04'
73 S21 дБ
F[Mfu]
Моделирование
Эксперимент
Рисунок 8 - Результаты компьютерного моделирования и экспериментального измерения конструкции трансформатора - фильтра низких частот Сравнение компьютерного моделирования и эксперимента показывает, что
разница результатов находится в пределах допустимой погрешности и не превышает
3%.
В настоящее время в связи с уплотнением городских застроек, ужесточением
требований к показателям качества и габаритам элементов антенн, возникает
проблема создания фидерных линий и устройств, обладающих небольшими
размерами и работающих в широком диапазоне частот. Одним из способов
уменьшения продольных размеров таких устройств является построение питающих
фидерных линий с аномальной дисперсией. При этом с ростом частоты колебаний фазовая скорость увеличивается при сохранении электрической длины фидерной линии, а наличие замедления позволяет сократить геометрическую длину антенны в целом. Конструкция предложенной и исследованной микрополосковой фидерной линии с аномальной дисперсией представлена на рисунке 9. Волна в такой линии возбуждается между токонесущим зигзаг-проводником 2 и экраном 3, содержащим, по меньшей мере, две продольные щели. Такая конструкция экрана 3 с продольной проводимостью обеспечивает практически полную концентрацию энергии электрического поля замедленной волны внутри диэлектрической подложки 1 фидерной линии. Электрическое соединение соседних проводников экрана с помощью перемычек 4, необходимое для возбуждения колебаний в линии, осуществляется поочередно, то в центре, то на периферийных областях.
