Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Общие вопросы построения низкопрофильных приемопередающих излучающих структур для систем подвижной радиосвязи 14
1.1. Математические модели базовых элементов малогаба- ритных микрополосковых антенн 15
1.2. Приближение заданного распределения плотности поверхностного тока как эффективный метод анализа микрополосковых излучающих структур 23
1.3. Характеристики излучения прямоугольных микропо- лосковых антенн в приближении заданного распределения плотности поверхностного тока 27
1.4. Характеристика антенной решетки с учетом взаимного влияния излучателей 31
1.5. Выводы 39
Глава 2. Разработка малогабаритных приемопередающих излучающих структур для подвижных УКВ-радиостанций 41
2.1. Разработка рекомендаций размещения ААР на подвижном объекте и выбора ее геометрической формы 42
2.2. Методика инженерного расчета основных параметров ААР 43
2.2.1. Исследование влияния количества излучателей и структуры ААР на ее параметры 49
2.3. Методика инженерного расчета приемной антенной решетки с фазированием на промежуточной частоте 51
2.3.1. Расчет диаграммы направленности лучей антенной решетки 51
2.3.2. Разработка требований к алгоритму выбора и управления адаптивной антенной решетки 56
2.3.3. Структурная схема адаптивной антенной решетки 60
2.3.4. Адаптивная антенная решетка мобильного узла связи 68
2.4. Выводы 81
Глава 3. Многолучевые антенные решетки базовых станций сиетем подвижной связи на основе низкопрофильных излучающих структур 85
3.1. Электродинамическое описание и особенности проек тирования цилиндрических ФАР - 85
3.1.1. Цилиндрическая ФАР 86
3.1.2. Дуговая антенная решетка 89
3.1.3. Дуговая антенная решетка электрических диполей малого размера (вибраторов Герца) - 92
3.1.4. Дуговая антенная решетка из вибраторов с реф лекторами - 97
3.1.5. Оптимизация амплитудно-дугового распределе ния в дуговой решетке 101
3.1.6. Диаграмообразующая схема кольцевой решетки 106
3.1.7. Диаграмма направленности цилиндрической фазированной антенной решетки 109
3.1.8. Влияние отклонения амплитудно-фазового распределения от оптимального на диаграмму направленности цилинд-110
3.2. Результаты математического моделирования малогаба ритных антенных решеток на основе низкопрофильных излучателей 114
3.2.1. Выбор и обоснование схемы построения многолучевой АР 114
3.3. Выбор излучающего элемента антенной решетки 128
3.4. Выводы 138
Глава 4. Экспериментальные исследования приемопередающих излучающих структур, антенных решеток на их основе, устройств фазирования и управления ААР 141
4.1 Теоретические основы проектирования многочастотных вибраторных излучателей 141
4.2. Практическая реализация одночастотных вибраторных излучателей 146
4.3. Методика измерений низкопрофильных вертикальных малогабаритных вибраторов различных типоразмеров и их электри 149
ческих параметров
4.4. Экспериментальные исследования многочастотных вертикальных вибраторных излучателей 155
4.5. Экспериментальные исследования взаимного влияния многочастотных низкопрофильных излучателей 163
4.6. Экспериментальные исследования системы фазирова- ния по промежуточной частоте 172
4.7. Экспериментальные исследования макета ААР со схемой питания излучателей при «ручном» управлении ДН 176
4.8. Выводы 181
Заключение 186
Литература 187
Приложение
- Приближение заданного распределения плотности поверхностного тока как эффективный метод анализа микрополосковых излучающих структур
- Методика инженерного расчета основных параметров ААР
- Результаты математического моделирования малогаба ритных антенных решеток на основе низкопрофильных излучателей
- Практическая реализация одночастотных вибраторных излучателей
Введение к работе
Актуальность темы. Инфраструктура крупного города включает в себя как жизненно необходимую составную часть систему связи. Необходимость в оперативном обмене информацией привела к быстрому развитию систем радиосвязи с подвижными объектами.
Наиболее часто связь осуществляется между неподвижным центром связи и подвижным объектом. В настоящее время имеются совершенные комплексы цифровой системы радиосвязи. Однако в качестве антенны радиостанции подвижного объекта, как правило, традиционно используется обычный несимметричный вибратор. Антенна в виде одиночного несимметричного вибратора не дает возможности эффективно решить проблемы радиосвязи с подвижными объектами, которые обусловлены особенностями распространения радиоволн в городе. Эти проблемы связаны с эффектами затенения, рассеяния радиоволн, многолучевости и быстрым изменением направления прихода лучей, амплитуд и фаз сигналов при движении объекта.
Совершенствование антенных систем происходит по двум направлениям. Во-первых, улучшаются параметры собственно антенн и, во-вторых, применяются специальные методы обработки сигналов.
Большинство отмеченных выше проблем удается решить, если в качестве антенны радиостанции подвижного объекта использовать не одиночный несимметричный вибратор, а антенную решетку с системой обработки сигналов от ее элементов, позволяющей адаптироваться к постоянно изменяющейся радиообстановке по критериям качества принимаемого сигнала.
Очевидно, что для мобильных систем связи разработка низкопрофильных излучателей и конформных антенных решеток на их основе, обладающих повышенной помехозащищенностью, тактико-технической надежностью, управляемой диаграммой направленности с возможностью пространственно-поляризационной селекции полезных сигналов на фоне помех, является весьма актуальной задачей.
Проблема разработки адаптивных антенных решеток для подвижных систем связана с рядом теоретических и практических задач, требующих решения.
Перечислим только некоторые из них.
1. Несмотря на то, что малогабаритные низкопрофильные излучатели, в частности, полосковые, микрополосковые и щелевые излучающие структуры, получили широкое распространение в технике, до настоящего времени при их разработке возникает ряд теоретических и практических трудностей.
После первых публикаций [1-3], в которых описывались принципы работы микрополосковых антенн и их основные характеристики, число исследований и количество публикаций, посвященных этому типу излучающих структур, резко увеличилось в 80-е годы прошлого столетия. Результаты теоретических и экспериментальных исследований обобщены в монографиях. Одной из первых монографий, посвященных микрополосковым антеннам, в отечественной литературе была работа [4] ( см. также [5]). Большой вклад в развитие теории и техники антенн и антенных решеток, в частности, полосковых, внесли чл.-корр. РАН Бахрах Л.Д., проф. Чаплин А.Ф., проф. Сазонов Д.М., проф. Панченко Б.А., проф. Нефедов Е.И. и др. [6-10]. Значительное место в этом ряду занимают профессор Воскресенский Д.И. и его коллеги: профессор Филиппов В.С, профессор Гостюхин В.Л. [11-16] и др. В последнее время разновидности практических конструкций и область применения полосковых излучающих структур заметно расширились. Использование многоэлементных излучателей и более совершенные способы возбуждения частично сняли ограничение на узкополосность этого класса антенн. Применение многослойных подложек, идей пространственно-временной обработки на основе фильтров на объемных интегральных схемах и современных диэлектрических материалов повышает эффективность полосковых структур [11-13,17].
Наиболее полную информацию о характеристиках полосковых излучающих структур можно получить, используя строгие подходы к
7 постановке и решению задач математической теории дифракции и излучения [14,15]. Однако решение дифракционных задач для излучателей даже простой формы является чрезвычайно сложным процессом, а различных форм излучателей бесчисленное множество.
Поэтому целесообразно использовать сочетание электродинамического подхода и методов теории цепей. С одной стороны, этот подход обеспечивает достаточно полное описание электродинамики излучающих структур, а с другой - дает возможность при расчете антенных решеток и фазированных решеток (ФАР), согласовании излучателя с питающим трактом использовать более удобные, чем векторы напряженности электрического и магнитного поле, величины, такие как напряжение, ток, матрица сопротивлений и т.д. и рассматривать полосковую структуру как многополюсник СВЧ.
Существенного упрощения в электродинамическом описании полосковых излучающих структур удается достичь при использовании приближения заданного распределения поверхностного тока на излучателях, при котором ток считается известным априори и задается некоторой функцией, с одной стороны, достаточно точно приближающей истинное распределение тока, а с другой -удобной для использования в последующем анализе [18,19]. Обоснование применимости приближения заданного тока в электродинамической теории полосковых излучающих структур дано в [19,20].
Одна из серьезных проблем при анализе микрополосковых структур -учет конечных размеров подложки. Первые работы по учету конечных размеров подложки были выполнены в приближении геометрической теории дифракции [21-23]. В этом плане следует отметить работу [23], в которой учтены краевые эффекты в двумерных полосковых структурах.
2. Второй задачей является повышение эффективности радиоканала для систем подвижной связи за счет разработок антенных решеток (АР), фазированных антенных решеток (ФАР) и адаптивных ФАР [24-26], размещаемых на подвижных объектах. В настоящее время подвижные объекты
8 связи оснащаются большим количеством радиостанций (до 8 радиостанций на одном объекте).
Необходимость обеспечения сдвоенного приема приводит к размещению на объекте до 6-12 приемопередающих антенн. Это накладывает жесткие ограничения на массогабаритные характеристики отдельных излучающих структур и антенные решетки в целом. Условие скрытности антенно-фидерной системы еще более осложняет задачу.
Уменьшение горизонтальных размеров за счет использования диэлектрических материалов с высоким значением диэлектрической проницаемости нереализуемо ввиду жестких требований к широкополосное и эффективности антенных систем, а предельные вертикальные габаритные размеры антенн порядка (о,05-ОД)Л0, ограничивают возможность улучшения
этих характеристик, а следовательно, и выбор диэлектрических материалов. При построении фазированных антенных решеток для систем подвижной радиосвязи эти проблемы еще более усугубляются.
Предъявляемые к радиолиниям систем корпоративной, ведомственной и сотовой связи требования, сводятся, в первую очередь, к повышению энергетики каналов связи. Повышение мощности передающих устройств малоприемлемо по энергетическим соображениям и требованиям электромагнитной совместимости. Второй путь - повышение коэффициента направленного действия антенных устройств путем формирования требуемой диаграммы направленности (ДН). Для этого надо иметь узкую (20 и менее) ДН в вертикальной плоскости, т.е. необходимо применять фазированные антенные решетки и на базовых станциях. Кроме того, развертывание новых систем связи требует сооружения дорогостоящих антенно-мачтовых устройств, на которых располагаются эти решетки.
Разработка ФАР, а тем более АФАР, чрезвычайно сложная технически задача, требующая создания кроме высокоэффективных малогабаритных антенных систем, ряда сложных радиотехнических устройств, в частности, блока обработки сигналов и оценки направления прихода сигнала с
9 максимальным отношением сигнал/шум, блока управления системы фазирования, диаграммообразующей схемы, многоканального приемника и т.д. Самостоятельной задачей является разработка алгоритма управления дуплексной адаптивной антенной решеткой в условиях многолучевого распространения радиоволн. В зависимости от требований к АФАР и техническим возможностям возможны варианты фазирования сигналов на промежуточной или высокой частоте.
Лишь короткий перечень задач, возникающих перед разработчиками ФАР и АФАР для систем подвижной радиосвязи, позволяет утверждать, что создание высокоэффективных малогабаритных излучающих структур, отдельных радиотехнических устройств и антенных решеток на их основе является сложной научно-технической задачей.
Цель настоящей работы — разработка и исследование малогабаритных излучающих радиотехнических устройств УВЧ-диапазона и адаптивных антенных решеток на их основе для мобильных объектов и базовых станций систем подвижной радиосвязи.
Для достижения указанной цели в работе решаются следующие задачи:
Разработка малогабаритных излучающих структур, предусматривающая обоснованный выбор схемно-конструктивных решений на современной элементной базе; расчет конструктивных параметров с использованием математических моделей и алгоритмов численного расчета электродинамических характеристик излучения; отработка требуемых характеристик на изготовленных макетах.
Исследование характеристик АР с учетом взаимного влияния излучателей.
Разработка рекомендаций по размещению ААР на мобильном объекте и выбору ее геометрической формы, а также методики инженерного расчета основных параметров.
Создание методики инженерного расчета приемной АР для мобильного объекта с фазированием на промежуточной частоте.
Разработка требований к алгоритму выбора и управления адаптивной АР, структурных схем решетки и блока управления системой фазирования.
Техническая реализация ААР мобильного объекта и ее экспериментальное исследование.
Разработка инженерной методики построения антенного устройства для базовых станций систем мобильной радиосвязи с высоким коэффициентом направленного действия, обеспечивающего формирование нескольких направлений излучения в азимутальной плоскости.
Обоснованный выбор, расчет и практическая реализация конструкции многолучевой АР, работающей в четырех частотных диапазонах, предназначенной для размещения на ограниченной апертуре.
Экспериментальные исследования одночастотных, многочастотных малогабаритных излучающих структур, позволяющих обеспечить достаточно высокую эффективность при минимально допустимой высоте; их взаимного влияния.
Разработка и исследование составных частей ААР: системы фазирования на промежуточной частоте; приемной и передающей АР; блока управления и алгоритма его работы.
Методы исследования. Проведенные теоретические исследования базируются на численно-аналитических методах прикладной электродинамики, сочетании электродинамического подхода и методов теории цепей, приближении заданного распределения поверхностного тока, аппарате рядов Фурье и функций Бесселя от мнимого аргумента. Имитационное моделирование проводилось на основе специализированных пакетов программ HP HFSS и MWO, экспериментальные исследования - на основе радиофизических методов измерений.
Научная новизна;
1. Исследованы три базовые разновидности низкопрофильных излучающих структур в виде дисковой МПА, прямоугольной МПА, щелевой лабиринтной структуры. Математические модели и разработанные алгоритмы позволяют
в полном объеме исследовать характеристики излучения, а также входное сопротивление, КПД, коэффициент усиления.
Исследованы характеристики малоэлементной АР с учетом взаимного влияния излучателей, получены выражения для расчета входного сопротивления произвольной излучающей структуры, проведен расчет потерь энергии за счет рассогласования излучателей с линией питания и возбуждения поверхностных волн, а также оценка изменения АФР тока на излучателе.
Создана инженерная методика расчета приемной антенной решетки с фазированием на промежуточной частоте. При этом для мобильного объекта предложено использовать четырехэлементную кольцевую АР на низкопрофильных излучателях, позволяющую получить КНД до 10 дБ.
Разработан алгоритм выбора и управления ААР, позволяющий повысить соотношение сигнал-шум в случаях, когда из-за интерференции сигналов один или несколько антенных элементов решетки находятся в минимуме интерференционного поля.
Предложена и реализована структурная схема блока управления системы фазирования и управления АР, которая позволяет обеспечить более устойчивую дуплексную связь при движении мобильного объекта в городе, пригороде и пересеченной местности.
6. Разработан алгоритм выбора «главного» направления на
корреспондента, обеспечивающий направление излучения при работе системы
на передачу.
Реализация результатов. Полученные теоретические и экспериментальные результаты использованы в научно-исследовательских работах ОАО концерна «Созвездие» при проведении научно-исследовательских и опытно-конструкторских работ по темам «Пирамида», «Таллин», «Босфор», «Кассиопея», в ОАО Воронежский НИИ «Вега» при выполнении опытно-конструкторских работ «Кавказ - 9», «Кавказ - 7М10». Кроме того, результаты работы внедрены в учебный процесс в Воронежском государственном университете и Воронежском институте МВД России.
Краткое содержание работы. Глава 1. Общие вопросы построения низкопрофильных приемопередающих излучающих структур для систем подвижной радиосвязи. Рассмотрены математические модели базовых элементов малогабаритных микрополосковых антенн, а также выбран метод приближения заданного распределения плотности поверхностного тока как эффективный метод их анализа.
Приближение заданного распределения плотности поверхностного тока как эффективный метод анализа микрополосковых излучающих структур
Прямоугольные микрополосковые излучатели (МПИ) и антенные решетки на их основе представляют собой сложные для теоретического исследования электродинамические задачи. Это резонансные системы с размерами порядка длины волны, поэтому для их описания не удается использовать достаточно универсальные, справедливые при больших или малых длинах волн асимптотические методы.
Рассмотрим перспективное в теории МПИ сочетание электродинамического подхода и методов теории цепей. С одной стороны этот подход обеспечивает достаточно полное описание электродинамики МПИ, а с другой - дает возможность при расчете решеток, согласовании антенн с питающим трактом использовать более удобные, чем векторы напряженности электрического и магнитного полей, величины, такие как ток, матрица сопротивлений и т.д., рассматривая микрополосковую антенную решетку как многополюсник СВЧ.
Существенных упрощений в электродинамическом описании МПИ удается достичь, используя приближение заданного распределения плотности поверхностного тока на излучателях, при котором распределение плотности тока считается известным априори и задается некоторой функцией, с одной стороны, достаточно хорошо приближающей истинное распределение тока, а с другой -удобной для использования в последующем анализе. Обоснование применимости приближения заданного распределения плотности поверхностного тока выполнено в [19,36].
Рассмотрим антенную решетку из МПИ. Если в АР можно пренебречь взаимным влиянием, то получить ее характеристики нетрудно. В сравнении с описаниями одиночного излучателя усложнение сводится к замене в соответствующих формулах спектральной плотности поверхностного тока одного излучателя суперпозицией спектральных плотностей поверхностных токов излучателей решетки.
Однако, как правило, пренебречь взаимодействием элементов решетки нельзя [37,38]. Взаимное влияние излучателей в решетке приводит к таким эффектам, как изменение амплитудно-фазового распределения токов на излучателях и соответствующее искажение ДН, рассогласование входов излучателей решетки с питающими трактами при изменении направления фазирования.
Перенумеруем излучатели решетки и будем снабжать индексом величины, относящиеся к излучателю с номером р. Плотность поверхностного тока в плоскости решетки представляет собой сумму плотностей поверхностных то ков, соответствующих отдельным излучателям. В силу линейности операции преобразования Фурье ДН АР по мощности можно получить по формуле [39]:где JV- число излучателей в решетке; /„ - амплитуда тока на излучателе с номером п, Jxn и Jy„ — преобразования Фурье соответствующих компонент распределения плотности тока на излучателе, расположенном в точке (х0п,у0п) с единичной амплитудой тока.
Если элементы решетки одинаковые, тогда Таким образом, все внешние характеристики решетки, такие как направление главного максимума, КНД, уровень боковых лепестков, форма ДН, мощность излучения в свободное пространство, мощность излучения в поверхностные волны могут быть найдены с помощью приведенных выше выражений, если известны амплитуды токов на излучателях.
При условии, что сформулированы требования, которым должны удовлетворять внешние характеристики АР, может быть поставлена задача синтеза соответствующего АФР тока на излучателях.
Прямоугольные микрополосковые излучатели наиболее часто используются как одиночные антенны, так и в качестве элементов ФАР в печатном исполнении. Рассмотрим одноэлементные прямоугольные микрополосковые антенны. Для их описания использовано строгое представление поля излучения через плотность поверхностного тока на антенне [19]. Затем в рамках приближения заданного распределения плотности поверхностного тока определяются ДН, КНД, мощность излучения в поверхностные волны подложки, КПД, коэффициент усиления, комплексное входное сопротивление прямоугольной МПА, работающей как на основной - первой, так и на второй моде тока излучателя.
Введем систему координат так, чтобы ось OZ была перпендикулярна границам магнитодиэлектрика, а начало координат находилось в плоскости идеально проводящего экрана (рис. 1.1). Излучатели МПА расположены в плоскости z=h и представляют собой идеально проводящие бесконечно тонкие участки на поверхности магнитодиэлектрика, по которым может течь ток.Найдем поле излучения этого тока, предполагая, что известна его поверхностная плотность. В каждой из областей пространства с постоянными значениями s, и. поле электромагнитной волны можно представить в виде суперпозиции ТЕ- и ТМ- волн.Получим такое представление. Пусть поле электромагнитной волны имеет в области с постоянными значениями є и и. зависимость от координаты z ввиде ё Гг. Тогда в уравнениях Максвелла
Методика инженерного расчета основных параметров ААР
Приведем общие выражения, справедливые для расчета внешних электродинамических параметров АР произвольной геометрии, расположенной над неограниченной идеальнопроводящей плоскостью и состоящей из N идентич 44 ных излучателей, возбуждаемых произвольными токами. ДН такой АР (по мощности) записывается в виде [12]:где j„ и rm - комплексная амплитуда тока возбуждения и радиус-вектор положения п-го элемента АР относительно начала выбранной системы координат.r = 7tcosAsin + rycosA cos + / zsinA - единичный вектор, направленный изначала координат в точку наблюдения с углом места А и азимутом ф.
Каждый из элементов АР характеризуется сопротивлением излучения Ry , нормированной ДН (по мощности) F0(/j и максимальным КНД D0. Интегрируя выражение (2.1) по верхней полусфере, получим полную излученную мощность:представляют собой нормированные величины активных взаимных сопротивлений излучения элементов решетки [12].
Полагая, что сопротивления омических потерь Rn всех излучателей одинаковы, найдем мощность потерь АР, как
Зная полную излученную мощность и мощность потерь можно найти КНД и КПД -її АР:Иногда вместо коэффициента реактивности вводят коэффициент добротности Q = у -1, равный отношению реактивной мощности к мощности излучения.
Для выполнения условия синфазного сложения полей всех элементов АРв направлении /0 комплексные амплитуды токов должны удовлетворять соотношению
Необходимым условием существования максимума КНД является равенство нулю его первых производных по всем Jn, что приводит к системе линейных алгебраических уравнений (СЛАУ) относительно комплексных амплитуд токов, максимизирующих КНДа для кольцевой решетки, N элементов которой эквидистантно расположены по окружности диаметром L, Лгде (ртп — разность амплитудных координат m-го и п-то излучателей, которая равна
При нахождении показателей экспонент в выражениях (2.7), (2.8) для линейной и кольцевой решеток необходимо учесть, что направление фазирования ААР всегда проводятся под нулевыми углами места. При этом скалярное произведение гт10 для кольцевой решетки запишется в видеехр[- jkrmI0 J = cos[kd(m - l)cos q 0 ] - j sm[kd(m - l)cos g 0 ].
Приведенные выше соотношения позволяют рассчитать ДН антенной решетки, КНД в направлении максимума главного лепестка ДН, КПД решетки и коэффициент у или добротность решетки.
Исходными данными для вычислений параметров в АР являются ее апертура, число антенных элементов, рабочая длина волны, направление максимума главного лепестка ДН, отношение сопротивления потерь к сопротивлению излучения антенного элемента, его ДН и максимальный КНД. Блок-схема алгоритма вычислений приведена на рис.2.1. По исходным данным вычисляются амплитудно-фазовые распределения токов возбуждения для заданного направления максимума ДН, находятся нормированные величины активных взаимных сопротивлений излучения элементов решетки, рассчитываются ДН, КНД, КПД и коэффициент реактивности у. Результаты расчета выводятся на печать. Затем проводится решение СЛАУ для нахождения АФР токов возбуждения АР, обеспечивающего максимальные значения КНД, вычисляются основные параметры АР. Результаты также выводятся на печать.
Результаты математического моделирования малогаба ритных антенных решеток на основе низкопрофильных излучателей
Связная АР расположена на кольцевой цилиндрической основе радиусом 4м и шириной колец 1м и позволяет обеспечить круговой обзор пространства. Максимум ДН должен лежать в азимутальной плоскости. На рис.3.17 показана геометрия задачи с отмеченными углами наблюдения G и ф и координатами элемента АР. Использование управляемых АР дает возможность формировать сканирующие и переключаемые ДН, увеличивать помехозащищенность системы, ее энергетику и надежность. Будем считать, что на кольцевой цилиндрической поверхности заданных размеров требуется обеспечить формирование ДН многолучевой АР с числом лучей 6 N 24 и коэффициентом направленного действия (КНД), 20.
Для анализа излучения дуговой антенной решетки была разработана ее математическая модель и программа расчета на ЭВМ.
Поле излучения произвольной АР, расположенной на поверхности кругового цилиндра, определяется по формуле:где lmnei p,m - амплитуда и фаза возбуждения соответствующего элемента АР,Gmn - коэффициент усиления одиночного тп-то элемента АР,Гтп - коэффициент отражения от тп-го элемента на его входе,Фтп " угловая координата положения тп-то излучателя,Zm - координата w-ro ряда дуговой АР,к = 2п1 X - волновое число свободного пространства. В первом приближении для инженерной оценки поля излучения дуговой АР можно положить, что все ее излучатели согласованы с линией питания, т.е. G =0.тп
В зависимости от амплитудно-фазового распределения возбуждения по элементам дуговой антенной решетки и их положения по цилиндрической поверхности формируется соответствующая диаграмма направленности. Если максимум ДН ориентирован в направлении углов 0о, фо, то возбуждение задается в виде
Однако записанное выше выражение справедливо для изотропных излучателей. При учете направленных свойств одиночных элементов АР требуется соответствующая коррекция. Если используемые 0 диаграмо-образующей схемы управления фазовращатели могут плавно устанавливать любой фазовый сдвиг, то третье слагаемое, стоящее в показателе экспоненты, принимается равным 0. В противном случае следует учитывать дискретность фазовращателей. На начальном этапе для приближенной оценки излучающих свойств дуговых АР можно положить, что фазовращатели могут устанавливать любую фазовую задержку. Максимум ДН лежит в азимутальной плоскости, т.е. 9о=л/2.
С учетом сделанных выше замечаний (3.22) можно представить следующим образом:азимутальной плоскости и уровня боковых лепестков (УБЛ) для четырех электрических радиусов кольца (соответствующих четырем заданным частотам) показаны на рис.3.18 - 3.21 [96]. Здесь же показано изменение углового размера дуговой АР в зависимости от расстояния между элементами. Учитывая, что возможная ширина кольца не должна превышать 1м (что на са мой нижней рабочей частоте составляет 4,267л), максимальное число элементов решетки, устанавливаемое вдоль оси Z системы, не более трех. Однако, если с целью сужения ДН в вертикальной плоскости установить три излучательных элемента, потребуется заметное усложнение диаграмо-образующей схемы, так как при синфазном возбуждении этих элементов (максимум ДН должен быть ориентирован под углом 90=90) и приемлемом уровне излучения вверх-вниз необходимо создать спадающее к краям решетки амплитудное распределение. Если же использовать равномерное возбуждение элементов АР, то УБЛ составит около -9дБ. Кроме того, если в дуговой решетки будет три ряда излучателей, возникнут большие сложности с компоновкой всей системы. Таким образом, наиболее оптимальной является двухрядное расположение излучающих элементов в дуговой АР.
Выбор шага между элементами вдоль оси системы проводится из условия получения максимальной направленности в вертикальной плоскости. Если шаг вдоль оси Z равен половине длины волны, то формируется один лепесток ДН с нулевым излучением по оси системы. Ширина его составляет около 60. При увеличении расстояния между элементами ширина главного, лепестка уменьшается, однако появляются боковые лепестки. Это приводит к оттоку мощности и снижению КНД. Однако можно выбрать такой шаг между элементами, при котором наблюдается максимальная направленность при незначительном росте бокового излучения, т.е. экстремум КНД. Проведенные расчеты показали, что таким оптимальным шагом является шаг в 0,55А,. Этот результат иллюстрируют рассчитанные для шага 0,55А, диаграммы направленности, приведенные на рис.3.22 - 3.25. Из приведенных графиков видно, что при шаге вдоль оси Z, равном 0,55л, ширина главного лепестка ДН в вертикальной плоскости составляет для дуговой АР радиусом 4,267А, (/=320 МГц) 49 градусов. УБЛ оказывается ниже-16дБ.
Выбор шага в азимутальном направлении проводился из условия получения требуемого уровня КНД всей антенной системы. Исследования показали, что для получения значения КНД выше 20 необходимо использовать не менее трех излучающих элементов, причем шаг между ними должен быть больше 0,52 (см. графики на рис.3.26 - 3.28). При увеличении шага между излучающими элементами наблюдался рост УБЛ в азимутальной плоскости. Кроме того, сужается главный лепесток ДН и требуется одновременное выполнение как условия перекрытия ДН соседних решеток на уровне больше -ЗдБ, так и условия неперекрывающегося положения этих решеток на цилиндрической поверхности. В результате анализа численных расчетов было определено, что оптимальным является размещение 12 трехэлементных АР на цилиндрической поверхности кольца на низшей частоте 320 МГц. Требуемая ширина главного лепестка одной АР, таким образом, должна быть не меньше 30. Далее исследовался вопрос получения максимального значения КНД антенной решетки при ширине главного лепестка не меньше 30. В соответствии с графиками, приведенными на рис.3.29 и рис.3.30 получены следующие результаты. Увеличение шага между элементами АР по азимуту с 0,5 до 0,57Х, уменьшает ширину главного лепестка ДН с 34-35 градусов для радиусов несущего цилиндра а=4,267Х, и 30-32 градусов для а=12,27А,. При этом значение КНД соответственно увеличивается с 19,5-19,7 до 21,5-22,0. В результате на основании использования 12 трехэлементных АР можно сформировать эквивалентную круговую азимутальную ДН с глубиной провала не ниже -ЗдБ и значением максимального КНД 21,5-22,0. Так как электрический радиус несущего цилиндра достаточно велик (от 4,267 до 12,27 длины волны), диаграммы направленности антенных решеток всех четырех частотных диапазонов идентичны. Для уменьшения глубины провалов в эквивалентной азимутальной ДН целесообразно предусмотреть возможность электрического сканирования луча каждой АР в пределах занимаемого ею углового пространства. Этот вопрос будет рассмотрен ниже.
Практическая реализация одночастотных вибраторных излучателей
Характерной особенностью низкопрофильных ИЭ является их малая, по сравнению с длинной волны, высота. Так как сопротивление излучения короткого вибратора пропорционально квадрату его длинны, а реактивная составляющая входного сопротивления носит емкостной характер и увеличивается по модулю обратно-пропорционально его длине, то низкопрофильные вибраторы имеют высокую добротность (добротность обратно-пропорциональна кубу его электрической длинны) и узкую полосу пропускания. Малая величина сопротивления приводит к необходимости уделять особое внимание уменьшению потерь в вибраторе и получению прямоугольного распределения тока возбуждения вдоль вибратора. Поэтому основное внимание при разработке малогабаритных вибраторов уделяют согласованию выходного сопротивления излучающего элемента с нагрузкой, обеспечению максимально возможного КПД при требуемой полосе пропускания. При этом идут, в основном, трем направлениям: а) применяют специальные согласующие устройства обеспечивающие компенсацию большого реактивного сопротивления вибратора и трансформацию его малого активного сопротивления, б) вводят реактивные нагрузки в вибратор, в) применяют излучатели сложных форм.
Используются различные типы согласующих устройств. Однако, применение широкополосных согласующих устройств не позволяет достичь максимально возможного КПД.
Важное значение имеет правильный выбор места включения компенсирующего реактивного элемента, который вместе с вибратором образует резонансный колебательный контур, настроенный на рабочую длину волны. Включение индуктивности в «рассечку» вибратора позволяет не только скомпенсировать реактивную часть входного сопротивления, но и увеличить его активную составляющую.
Хорошие результаты получаются для вибраторов сложной формы, состоящих из нескольких отдельных, соединенных определенных образом излучающих элементов, имеющих сильную электромагнитную связь и образующих связанные колебательные контура. В качестве ИЭ антенны могут использоваться отрезки линий передач, выполненные из коаксиального волновода или мик-рополосковых линий. Такие системы позволяют повысить КПД излучающих элементов за счет использования в качестве связанного контура вибратора с высоким КПД, так как при резонансе и оптимальной связи между ИЭ такой антенны энергия электромагнитных колебаний распределяется практически поровну между ними.
В качестве примера можно использовать несимметричный многочастотный микрополосковый ИЭ сложной формы, состоящий из последовательно соединенных отрезков коротких вибраторов и трубы, рассмотренный в работе [87].
Электрическая схема антенны, построенная на основе линии передачи со специальной схемой возбуждения представлена на рис. 4.4 а. На этом рисунке: 1 - согласующее устройство, 2i...2n - несимметричные полосковые линии системы возбуждения, 3 — короткозамкнутый шлейф. Шина и экран каждой предыдущей полосковой линии соединены с экраном и шиной последующей линией соответственно. Конец последней полосковой линии соединен с коротко-замкнутым шлейфом. Все микрополосковые линии помещены внутрь коротко-замкнутого шлейфа. Такая антенна при оптимальной связи между микрополос 149 ковыми линиями и короткозамкнутым шлейфом обладает сравнительно высоким входным сопротивлением и КНД. Разработанные излучатели отличаются между собой габаритами и конструкцией шлейфа [86].
На рис. 4.4 б, в представлены варианты общего вида низкопрофильных вибраторов. Первый макет низкопрофильного вибратора (рис. 4.4 б) имеет высоту излучающей части 55 мм (общая высота 65 мм) и содержит 4 несимметричных полосковых линии. Он настроен на частоту 340 МГц. Два других макета отличаются от первого тем, что имеют высоту излучающей части 30 мм (рис. 4.4 в) и емкостную нагрузку, которая может быть выполнена в виде пластины или диска. Общий вид этого типа вибратора с емкостной нагрузкой в виде пластины представлен на рис. 4.4 г. Конструкция антенны с емкостной нагрузкой в виде диска для частоты 340МГц (второй макет) аналогичен вибратору на рис. 4.4 г, а вместо пластины - диск, диаметром 150мм. Для уменьшения потерь в излучателе и повышения его эффективности предусмотрено использование диэлектриков с малыми потерями на дециметровых волнах и серебрение всех металлических деталей вибратора. Третий макет имеет аналогичную со вторым макетом конструкцию и отличается диаметром диска (100мм) и электрической длиной полосковой линии. Он настроен на частоту 380МГц [86].
Основная цель - исследование возможности использования разработанных низкопрофильных вертикальных малогабаритных вибраторов различных типоразмеров в качестве антенн для подвижных объектов и выбор оптимального варианта.
При испытании измерялись: угломестная ДН каждого вибратора, установленного на противовесе ограниченных размеров, коэффициент усиления антенны относительно четвертьволнового вертикального вибратора, устанавли ваемого вместо испытуемого вибратора на том же противовесе, а также входной импеданс антенны [52,86].
Испытания проводились на специальном стенде с использованием селективного микровольтметра SMV-8,5, измерительного генератора ГСС-12, высокочастотного микровольтметра ВЗ-36 и измерителя комплексных коэффициентов передачи РЧ-11.
Блок-схема измерений приведена на рис. 4.5. Передающий блок I состоит из четвертьволнового несимметричного вертикального вибратора А1, расположенного в центре металлического противовеса размером їм 1м, аттенюатора 1 с ослаблением 6дБ, установленного на входе вибратора, измерительного генератора 4 типа ГСС-12, на входе которого включен аттенюатор 2 с ослаблением ЮдБ. С выхода аттенюатора сигнал подается на ВЧ тройник 3, где разветвляется на ВЧ милливольтметр 5 типа ВЗ-36 и подается 50-ти омным кабелем на вход аттенюатора 1. Четвертьволновой вибратор А1 настроен на резонансную частоту испытуемой антенны А2.
