Содержание к диссертации
Введение
1 Измерение комплексных коэффициентов передачи и отражения с помощью направленных устройств 9
1.1 Развитие методов анализа цепей СВЧ диапазона 9
1.2 Измерители комплексных коэффициентов передачи и отражения (векторные анализаторы цепей) диапазона СВЧ 13
1.3 Направленные устройства для векторных измерителей комплексных коэффициентов передачи и отражения (анализаторов цепей)
1.3.1 Направленные ответвители 18
1.3.2 Направленные мосты 22
1.4 Основные результаты. Постановка целей и задач исследований 25
2 Сверхширокополосные направленные мосты диапазона СВЧ 27
2.1 Обоснование функциональной схемы. Выбор элементной базы. Расчёт номиналов элементов 27
2.2 Макетирование направленного моста 32
2.3 Моделирование электрических характеристик направленных мостов 42
2.4 Основные результаты 53
3 Экспериментальное исследование сверхширокополосных направленных мостов 55
3.1 Экспериментальное исследование макета двойного направленного моста..55
3.2 Экспериментальное исследование опытных образцов направленных мостов 65
3.3 Доработка конструкции опытных образцов направленных мостов и проверка температурной стабильности их электрических характеристик 78
Основные результаты 96
4 Влияние направленного устройства на точность измерения комплексных коэффициентов передачи и отражения 98
4.1 Анализ погрешностей, создаваемых направленным устройством при измерении комплексных коэффициентов передачи и отражения
4.2 Направленные устройства для экспериментального исследования 104
4.3 Экспериментальное исследование временной стабильности остаточной систематической погрешности ВАЦ 110
Основные результаты 118
Заключение 119
Список сокращений и условных обозначений 120
Список использованных источников
- Измерители комплексных коэффициентов передачи и отражения (векторные анализаторы цепей) диапазона СВЧ
- Моделирование электрических характеристик направленных мостов
- Доработка конструкции опытных образцов направленных мостов и проверка температурной стабильности их электрических характеристик
- Направленные устройства для экспериментального исследования
Измерители комплексных коэффициентов передачи и отражения (векторные анализаторы цепей) диапазона СВЧ
Наиболее точным методом, характеризующим СВЧ компоненты и схемы, является векторный анализ цепей, основанный на измерении их влияния на модуль и фазу тестового сигнала с изменяющейся частотой и изменяющейся мощностью. Измерения модуля и фазы электрических параметров цепей важно по нескольким причинам: они обеспечивают возможность векторной коррекции систематических ошибок и значительно повышают точность измерения; измерения модуля и фазы требуются для полной характеризации линейной цепи, а также для разработки эффективных согласующих цепей; разработчикам программ компьютерного моделирования для построения точных моделей цепей требуется знание величины модуля и фазы элементов матрицы рассеяния; наличие информации о модуле и фазе даёт возможность характеризации цепей во временной области за счёт выполнения обратного преобразования Фурье [27–32].
Этот метод начал своё развитие c момента создания компаниями Rantec Corporation и Wiltron (на сегодняшний день Anritsu) в 1950-х фазового и амплитудного приёмника, который обеспечивал работу в диапазоне СВЧ [3]. В этот период компанией Rohde & Schwarz был разработан измерительный прибор Z-g-Diagraph, являющийся первым инструментом для непосредственного отображения комплексных S-параметров без необходимости дополнительных вычислений. Позже было предложено называть подобные приборы анализаторами цепей [27]. В то время их существенным недостатком была очень малая скорость измерения и большая сложность в практической реализации.
Создать анализаторы цепей следующего поколения удалось благодаря двум аппаратным технологиям. Во первых был создан генератор на лампе обратной волны, что позволило проводить непрерывные измерения в диапазоне частот с более чем двухкратным перекрытием. Следующей технологией был биконический сэмплер, разработанный для счетчиков частоты компании Hewlett-Packard c технологией фазовой автоподстройки, которая позволила бы проводить измерения до 18 ГГц. Одним из первых полноценных измерителей S-параметров стал анализатор цепей, разработанный компанией Elliott Brothers в 1958 году [3; 11]. Он позволял проводить измерения в широком диапазоне частот за несколько секунд, при этом частота изменялась непрерывно, что исключало возможность пропуска отклонений от нормы параметров испытываемых устройств. Существенным недостатком в то время была невозможность выполнения калибровки перед проведением измерений, и как следствие, невозможность устранения систематических погрешностей. Это, в свою очередь, накладывало очень жесткие требования на электрические характеристики компонентов, входящих в измерительный тракт анализаторов цепей.
В течение 1960-х годов происходило увеличение диапазона рабочих частот, создание прецизионных коаксиальных трактов, а также стандартов для калибровки ВАЦ. При построении измерительных трактов анализаторов цепей в основном стали применяться коаксиальные линии передачи. В этот период было разработано несколько типов прецизионных коаксиальных соединителей для сечений 14,28/6,02 мм и 7/3,04 мм. Следует отметить, что в прецизионных коаксиальных линиях используется только воздушное заполнение и металлы с высокой проводимостью. Совместно с улучшением генераторной и приёмной частей ВАЦ это позволило повысить верхнюю граничную частоту до 18 ГГц [3; 27; 33-36].
В период 1970-90 годов удалось добиться значительного повышения точности и скорости измерения ВАЦ за счёт применения ЭВМ для обработки и хранения информации, управления процессом измерения. Это позволило полностью автоматизировать процесс измерения, а также обеспечило возможность проведения калибровки, что значительно снизило влияние элементов измерительного тракта на погрешность измерения. Однако, для калибровки необходимо было решить задачи создания математических моделей ошибок измерительного тракта ВАЦ, а также создания калибровочных стандартов и техник калибровки [3; 18; 27; 30; 33; 37–41]. Тогда же была освоена технология производства новых типов прецизионных коаксиальных трактов и соединителей, таких как 3,5-мм, 2,4-мм, 1,85-мм и 1-мм, позволившая повысить верхнюю граничную частоту до 110 ГГц [27; 42; 43]. Увеличение верхней граничной частоты ВАЦ, работающих в коаксиальном тракте, связано со сложностью изготовления прецизионных коаксиальных соединителей для тракта сечением 1 мм и их низкой механической прочностью. Однако, на сегодняшний день предложено техническое решение, дающее возможность изготавливать коаксиальные соединители для тракта сечением 0,8/0,347 мм с верхней граничной частотой 150 ГГц [44]. Появилась возможность проводить импульсные измерения и измерения во временной области [3; 33]. В последующие годы успехи, достигнутые при разработке ВАЦ СВЧ диапазона, связаны, в основном, с применением ЭВМ для автоматизации процесса измерений и повышения точности при одновременном снижении требований к ряду узлов измерительных приборов. Ярким примером являются измерительные комплексы, в состав которых могут входить не только анализаторы цепей, но и анализаторы спектра, измерители мощности, а также другие измерительные устройства и вспомогательное оборудование, например, источники питания. При этом управление процессом измерения происходит автоматически при помощи ЭВМ, что значительно сокращает время измерения параметров компонентов [45; 46]. В это время также были созданы электронные калибраторы ВАЦ. Электронный калибратор представляет собой набор калибровочных мер и переключатель, управляемый ЭВМ, для автоматического подключения необходимой меры, что обеспечивало удобство калибровки, снижение ошибок во время её выполнения, а также меньший механический износ коаксиальных соединителей по сравнению с калибровочным набором, требующим ручного переключения мер [30; 46–49]. Из-за существенного сокращения времени калибровки электронные калибраторы актуальны для многопортовых ВАЦ.
В современных ВАЦ для измерения КО в основном применяется метод разделения падающих и отраженных волн. Для вычисления отношения падающей и отраженной волны применяют преобразование частоты измерительных сигналов в область низких частот при помощи смесителей. Такое решение позволяет: во-первых сохранить информацию о фазе сигнала, во-вторых проводить измерения в широком диапазоне частот, а также в большом динамическом диапазоне, по сравнению с применением амплитудных детекторов и различных фазометрических схем, работающих на частоте измерительного сигнала. При этом нижняя граница динамического диапазона определяется уровнем собственных шумов преобразователя частоты, а верхняя граница нелинейностью коэффициента передачи смесителя при больших сигналах [4; 8; 16; 18; 30–32; 49; 50].
Моделирование электрических характеристик направленных мостов
К настоящему времени основными методами измерения коэффициента отраения стали метод уравновешивания и метод разделения падающих и отраженных волн. При этом метод уравновешивания в основном применяется в скалярных анализаторах цепей. В векторном анализаторе цепей основным методом измерения коэффициента отражения является метод разделения падающих и отражённых волн, поскольку он не требует для нахождения коэффициента отражения сложной математической обработки. Для разделения падающих и отражённых волн могут применяться как направленные ответвители, так и направленные мосты. Применение электронных вычислительных машин в составе векторного анализатора цепей для автоматизации и управления процессом измерения даёт возможность корректировать систематические погрешности, возникающие из-за неидеальности параметров блоков, в том числе направленных устройств, входящих в векторный анализатор цепей. Это позволяет снизить требования к электрическим характеристикам направленного устройства, в том числе к направленности.
Недостатком применения направленных ответвителей для разделения падающих и отражённых волн является невозможность их работы на низких частотах (порядка сотен кГц). Для уменьшения нижней граничной частоты ответвителя требуется увеличение его длины, что может быть не приемлемо по конструктивным требованиям. Поэтому направленные мосты применяются в диапазоне от сотен кГц.
Учитывая преимущества направленных мостов сформулируем следующие цели и задачи исследований: разработка направленного моста диапазона СВЧ, обладающего техническими характеристиками, отвечающими требованиям направленных устройств, применяемых в сверхширокополосных векторных анализаторах цепей. 2 Сверхширокополосные направленные мосты диапазона СВЧ
В разделе решаются задачи разработки направленного моста, включающие выбор элементной базы, пути построения сверхширокополосной эталонной нагрузки, а так же моделирования электрических характеристик моста с целью определения влияния паразитных параметров компонентов на частотные зависимости его электрических характеристик.
Первоначальный этап разработки направленного моста заключается в выборе типа симметрирующего трансформатора, который в основном определяет диапазон рабочих частот всего устройства. В качестве симметрирующего трансформатора могут применяться трансформаторы с сосредоточенными или распределёнными параметрами. Трансформаторы с сосредоточенными параметрами конструктивно представляют собой линию передачи (чаще всего коаксиальную или витую пару), намотанную на ферритовый сердечник. Преимуществом такого трансформатора являются малые габариты. Недостатком является ограниченный диапазон рабочих частот как сверху так и снизу. При этом верхняя граничная частота не превышает 9 ГГц [83]. Известная наибольшая верхняя граничная частота направленного моста на трансформаторе с сосредоточенными параметрами составляет 4 ГГц [49; 84].
Симметрирующие трансформаторы с распределёнными параметрами могут быть построены на основе отрезков связанных линий или на основе отрезка коаксиальной линии [54; 85–87]. Преимуществом трансформаторов на основе связанных линий является возможность их изготовления в интегральном исполнении. Однако, существенным недостатком является невозможность работы от низких частот, а также узкополосность. Симметрирующие трансформаторы на основе отрезка коаксиальной линии имеют значительно больший диапазон рабочих частот. При этом теоретически верхняя граничная частота ограничена только размерами поперечного сечения линии. Это связано с тем, что коэффициент связи внешнего и центрального проводника всегда постоянен и равен единице [85]. Однако, на практике верхняя граничная частота определяется качеством перехода с коаксиальной линии на линию другого типа. Для расширения диапазона в сторону низких частот на внешний проводник коаксиальной линии надевают ферритовые втулки или кольца. Учитывая вышесказанное, наиболее предпочтительным для сверхширокополосного направленного моста будет симметрирующий трансформатор, построенный на основе отрезка коаксиальной линии.
Однако, несмотря на то, что симметрирующий трансформатор с распределёнными параметрами является сверхширокополосным, он все же значительно ограничивает диапазон рабочих частот направленного моста. Как было сказано в п. 1.3, это связано с изменением эталонного импеданса Z0 из-за параллельного включения одной из катушек трансформатора (рисунок 1.10). Поэтому наиболее сложной задачей при создании направленного моста является создание сверхширокополосной эталонной нагрузки. Существует два пути решения данной задачи. Первый путь заключается в создании сверхширокополосной эталонной нагрузки с учётом влияния симметрирующего трансформатора. Второй путь заключается в применении компенсирующей индуктивности (Lk), включаемой параллельно с ИУ (Zx), как показано на рисунке 2.1. Это позволяет несколько облегчить создание эталонной нагрузки.
Доработка конструкции опытных образцов направленных мостов и проверка температурной стабильности их электрических характеристик
Из полученных частотных зависимостей можно сделать вывод о том, что рассогласование, возникающее из-за неравенства сопротивления эталонной нагрузки и волнового сопротивления подводящей к ней линии передачи, ухудшает все электрические характеристики направленного моста. Увеличивается неравномерность коэффициента передачи и переходного ослабления, ухудшается направленность и согласование портов. Однако, выполнить линию передачи с волновым сопротивлением равным сопротивлению эталонной нагрузки не всегда возможно, например из-за конструктивных ограничений. В таком случае длину линии передачи необходимо сделать как можно меньше.
Кроме электродинамического моделирования электрических характеристик направленного моста возможно также моделирование на основе эквивалентных схем компонентов, входящих в него. Этот вид моделирования имеет меньшую точность по сравнению с электромагнитным, но даёт представление о том, какие паразитные параметры компонентов необходимо учесть чтобы добиться необходимых частотных зависимостей электрических характеристик. Также моделирование на основе эквивалентных схем позволяет учесть влияние симметрирующего трансформатора и рассчитать все электрические характеристики моста.
Очевидно, соотношения (2.1 и 2.2) не учитывают частотную зависимость вносимых потерь и переходного ослабления, которая неизбежно возникает из-за наличия паразитных параметров (индуктивного и ёмкостного характера) компонентов, входящих в направленный мост. На рисунке 2.27 а) изображён ЧИП-резистор, установленный на печатную плату, а его эквивалентная схема приведена на рисунке 2.27 б) [31]. от функционального назначения портов) можно получить частотные зависимости вносимых потерь и переходного ослабления. Модель направленного моста на основе эквивалентных схем компонентов приведена на рисунке 2.28. Следует отметить, что симметрирующий трансформатор в модели представлен в виде двух связанных катушек индуктивности U и L2 с коэффициентом связи К. При чём для случая когда трансформатор выполнен на отрезке коаксиальной линии коэффициент связи между катушками будет всегда постоянен и равен 1. А за счет установки на внешний проводник коаксиальной линии ферритовых колец происходит одновременное увеличение индуктивности центрального и внешнего проводников L1 и L2. у
Номинальные значения сопротивлений резисторов Z0 и Z2 оставлены теми же, как в предыдущем примере, и равными 20,83 и 120 Ом соответственно. Изменение паразитных параметров Ls и Cs возможно только за счёт изменения типоразмера резистора, поэтому сначала проведём анализ влияния типоразмера на частотные зависимости электрических характеристик. На рисунках 2.29 – 2.31 приведены частотные зависимости электрических характеристик модели направленного моста (рисунок 2.28) для случаев, когда резисторы Z0, Z1 и Z2 имеют одинаковый типоразмер. Рисунок 2.29 – Частотные зависимости модуля коэффициента передачи модели направленного моста при различных паразитных параметрах резисторов, соответствующих таблице 2.
Из полученных частотных зависимостей видно, что наиболее сильное влияние на частотные зависимости электрических характеристик оказывает изменение паразитной ёмкости Cs и индуктивности Ls. При увеличении этих паразитных параметров ухудшается направленность и увеличивается неравномерность переходного ослабления и вносимых потерь. Также можно сделать вывод о том, что применение резистов типоразмера 0603 позволяет достичь верхней граничной частоты 8 ГГц при условии достижения направленности 20 дБ. При этом же условии применение резистов типоразмера 0402 позволяет достичь верхней граничной частоты 14 ГГц.
Далее рассмотрим поотдельности влияние паразитных параметров Ls и Cs. На рисунках 2.32 – 2.34 приведены частотные зависимости электрических характеристик модели направленного моста при различных значениях паразитных параметрах Ls и Cs резисторов Z0 и Z2. Также следует учесть, что типоразмер резисторов был выбран равным 0402 и они установлены на на подложку толщиной 0,254 мм с диэлектрической проницаемостью s = 3,66. Из полученных частотных зависимостей можно сделать вывод о том, что значительное ухудшение направленности, а также неравномерности переходного ослабления и вносимых потерь возникает из-за увеличения паразитных параметров Ls и Cs эталонной нагрузки. При этом наиболее значительное ухудшение возникает из-за увеличения паразитной индуктивности Ls эталонной нагрузки.
Направленные устройства для экспериментального исследования
Из полученных частотных зависимостей можно сделать вывод о том, что за счет применения более высокочастотного материала подложки печатной платы и уменьшения длины линий передач удалось уменьшить неравномерность переходного ослабления и вносимых потерь. При этом диапазон рабочих частот увеличился до 13,5 ГГц, а направленность в диапазоне частот от 1 МГц до 13,5 ГГц получилась не хуже 20 дБ. За счёт уменьшения сопротивления эталонной нагрузки направленность в диапазоне частот от 300 кГц до 1 МГц также улучшилась и стала не хуже 10 дБ.
Затем два настроенных опытных образца направленного моста были соединены в двойной мост, принципиальная и функциональная схема которого приведены на рисунках 3.1, 3.2. Частотные зависимости электрических характеристик опытного образца двойного направленного моста были получены при помощи анализатора цепей Р2М-18 и приведены на рисунках 3.32 – 3.35.
Из этих частотных зависимостей можно сделать вывод о том, что направленные мосты, соединённые в схему двойного моста, практически не оказывают взаимного влияния друг на друга. Поэтому следующим этапом стала разработка корпуса направленного моста. Поскольку коаксиальные разъёмы устанавливаются непосредственно на печатную плату, то точность изготовления корпуса можно понизить, тем самым упростив его изготовление.
Конструктивно корпус представляет собой крышку и основание с отверстиями, необходимыми для установки печатной платы с коаксиальными разъёмами. Фиксация печатной платы в корпусе происходит за счёт плотного сжатия её краёв. На рисунке 3.36 показана модель корпуса, с установленной в него печатной платой направленного моста. Для обеспечения лучшего контакта корпуса и печатной платы в основании и крышке сделаны пазы для установки токопроводящей резины. При этом на рисунке 3.36 паз в основании закрыт печатной платой. Порт З – паз для установки токопроводящей резины. Рисунок 3.36 – Корпус направленного моста
Как было сказано в пояснении к рисунку 3.21, одним из настроечных элементов моста является экранирование части ферритовых шайб. А это даёт основание для предположения, что частотные зависимости электрических характеристик моста в корпусе будут отличатся от частотных зависимостей электрических характеристик моста без корпуса. Для минимизации влияния расстояние от ферритовых шайб до корпуса было сделано максимально возможным: расстояние от основания до шайб равно 4,5 мм (глубина фрезеровки в основании 4,5 мм), от крышки до шайб 5,2 мм (глубина фрезеровки в крышке 6,5 мм). Частотные зависимости направленности моста в корпусе и без него показаны на рисунке 3.37.
Из при частотных зависимостей можно сделать вывод о том что корпус значительно ухудшает направленность в диапазоне частот от 10 ГГц до 14 ГГц, при этом в диапазоне частот от 10 до 11 ГГц появляется резонанс. Поэтому был проведён эксперимент по уменьшению глубины фрезеровки в крышке и основании. Уменьшение глубины фрезеровки проводилось с помощью установки алюминиевых пластин выстой 1,5 мм. В результате было установлено, что влияние корпуса значительно снижается при уменьшении глубины фрезеровки крышки до 3,5 мм (начальная глубина составляла 6,5 мм). Однако, уменьшение глубины фрезеровки устраняет резонанс не полностью, поэтому в область фрезеровки был дополнительно наклеен поглотитель Eccosorb GDS высотой 1 мм, что позволило полностью устранить резонанс и минимизировать влияние корпуса.
После доработки корпуса на основе конструкции опытного образца направленного моста, описанной выше, было создано несколько опытных образцов двойного направленного моста. Конструкция опытного образца двойного направленного моста показана на рисунке 3.38
С использованием опытных образцов двойного направленного моста было собрано два векторных анализатора цепей Р4М-13. 3.3 Доработка конструкции опытных образцов направленных мостов и проверка температурной стабильности их электрических характеристик
После испытания опытных образцов двойного направленного моста (рисунок 3.38) в составе ВАЦ Р4М-13 был обнаружен существенный недостаток его конструкции. Недостаток заключается в разрушении паянного соединения центрального проводника коаксиального разъёма с полоском частично экранированной копланарной линии передачи. Разрушение соединения происходило из-за воздействия вращающего момента при присоединении различных устройств к мосту. Кроме разрушения соединения центрального проводника с полоском, разрушалось соединение эталонной нагрузки с коаксиальным кабелем симметрирующего трансформатора. Поэтому от установки коаксиальных разъёмов на печатную плату пришлось отказаться. Для этого был переделан корпус направленного моста. Вместо коаксиальных разъёмов фирмы Johnson (142-0761-861) были применены коаксиальные разъёмы ПКМ2-18-12Р-0,6/3-1 производства АО «НПФ«Микран» [46]. Фотография доработанного опытного образца двойного направленного моста приведена на рисунке 3.39. В доработанном опытном образце была устранена проблема разрушения соединения центрального проводника коаксиального разъёма с печатной платой, а также разрушения соединения коаксиального кабеля симметрирующего трансформатора с эталонной нагрузкой. В доработанном образце коаксиальные разъёмы не имеют прямого механического контакта с печатной платой. Также следует отметить, что после завершения настройки моста все ферритовые кольца фиксировались эпоксидной смолой. Частотные зависимости электрических характеристик доработанного опытного образца двойного направленного моста приведены на рисунках 3.40 – 3.47. Частотные зависимости были измерены при помощи анализаторов цепей Р4М-18 и Обзор 304/1 с использованием SOLT калибровки.