Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Обзор известных преобразователей сигналов для радиоинтерферометров и постановка задач исследования 12
1.1 Влияние параметров канала преобразования сигналов на потери чувствительности радиоинтерферометра 12
1.2 Обзор существующих преобразователей сигналов для РСДБ 15
1.3 Современное состояние работ по созданию цифровых преобразователей сигналов для радиоинтерферометров 19
1.4 Цифровой преобразователь сигналов видеочастот 21
1.5 Широкополосный цифровой преобразователь сигналов 22
1.6 Выводы и постановка задач исследования 25
Глава 2. Исследование путей минимизации аппаратурных потерь чувствительности радиоинтерферометра при аналого-цифровом преобразовании сигналов 27
2.1 Потери чувствительности радиоинтерферометра от влияния частотной характеристики канала и наложения спектров при дискретизации сигнала 28
2.2 Потери чувствительности радиоинтерферометра от влияния джиттера тактового сигнала АЦП 39
2.3 Потери чувствительности радиоинтерферометра при двойном квантовании сигналов 47
2.4 Оптимальный уровень сигнала на входе АЦП 51
2.5 Выводы 58
Глава 3. Цифровой преобразователь сигналов видеочастот 60
3.1 Определение функций цифрового преобразователя сигналов видеочастот и его параметров 60
3.2 Принципы минимизации используемых ресурсов ПЛИС при реализации цифрового преобразователя сигналов видеочастот 65
3.3 Исследование путей построения широкополосного фазовращателя для разделения боковых полос сигнала 67
3.4 Реализация на ПЛИС блока разделения боковых полос и фильтрации и блока 2-битного квантования сигналов 77
3.5 Аппаратная реализация цифрового преобразователя сигналов видеочастоты 83
3.6 Результаты испытаний и эксплуатации цифрового преобразователя сигналов в составе видеоконверторов СПС Р1002М на радиотелескопах РТ-32 комплекса «Квазар-КВО» 86
3.7 Выводы 93
Глава 4. Широкополосный цифровой преобразователь сигналов 95
4.1 Определение функций широкополосного цифрового преобразователя сигналов 95
4.2 Аппаратная реализация широкополосного цифрового преобразователя сигналов 97
4.3 Реализация в ПЛИС функций широкополосного цифрового преобразователя сигналов 101
4.4 Блок формирования выходных данных для широкополосного цифрового преобразователя сигналов 103
4.5 Блок анализа сигналов для широкополосного цифрового преобразователя сигналов 106
4.6 Результаты испытаний и эксплуатации широкополосного цифрового преобразователя сигналов в составе ШСПС на радиотелескопах комплекса «Квазар-КВО» 111
4.7 Выводы 115
Заключение 117
Список сокращений и условных обозначений 119
Список литературы 122
- Обзор существующих преобразователей сигналов для РСДБ
- Потери чувствительности радиоинтерферометра от влияния джиттера тактового сигнала АЦП
- Исследование путей построения широкополосного фазовращателя для разделения боковых полос сигнала
- Блок формирования выходных данных для широкополосного цифрового преобразователя сигналов
Обзор существующих преобразователей сигналов для РСДБ
На момент начала исследований большинство используемых в мире СПС строились на основе целиком аналоговых ВК. Наиболее широкое распространение получили системы американского семейства Mark III, включающие СПС Mark III DAS и ее более поздние модификации, такие как Mark IV DAS и VLBA DAS [34]. Система Mark IV DAS использовалась на радиотелескопе РТ-32 в обсерватории «Светлое» комплекса «Квазар-КВО» [35]. Эти СПС содержат до 14 ВК, способных выделять как верхнюю, так и нижнюю боковые полосы с шириной полосы пропускания до 16 МГц. ВК СПС Mark IV DAS работают с входными частотами от 100 до 500 МГц, что не позволяет полностью использовать возможности приемной системы радиотелескопа РТ-32, выходной диапазон частот которой составляет от 100 до 1000 МГц. Для работы с верхней половиной этого диапазона в Mark IV DAS реализован дополнительный преобразователь частоты, переносящий сигнал из диапазона 600–1000 МГц в диапазон 100– 500 МГц. При этом участок от 500 до 600 МГц для Mark IV DAS остается недоступным.
Для разделения боковых полос при переносе спектра сигнала в ВК обычно используется фазовый метод. Фазосдвигающее устройство в ВК системы Mark IV DAS реализовано на пассивных LC-звеньях. Такая реализация требует сложной настройки и приводит к большому разбросу характеристик между каналами, а конечные устройства в результате имеют невысокое подавление шумов зеркального канала (ЗК), с типичными значениями около 20 дБ, что приемлемо с точки зрения чувствительности радиоинтерферометра только при отсутствии радиочастотных помех в ЗК. Для формирования требуемой полосы пропускания в ВК Mark IV DAS используются фильтры Баттерворта 7-го порядка [36].
Другой распространенной в мире системой семейства Mark III является СПС VLBA DAS и ее модификации (VLBAg, VLBA4) [37]. Данная система изначально разрабатывалась для оснащения американской РСДБ-сети VLBA, но работает и в составе некоторых других обсерваторий. В частности, система VLBA4 эксплуатировалась на радиотелескопе РТ-32 в обсерватории «Зеленчукская» российской РСДБ-сети «Квазар-КВО». Видеоконверторы данной СПС работают с входными сигналами от 500 до 1000 МГц, что не позволяет напрямую использовать их во всем доступном диапазоне от 100 до 1000 МГц. Для устранения этого недостатка СПС VLBA4 была дополнена разработанным сотрудниками Института прикладной астрономии РАН (ИПА РАН) преобразователем частоты, переносящим участок спектра 100– 500 МГц во входной диапазон видеоконверторов [38]. Дополнительные преобразователи частоты в системах семейства Mark III увеличивают сложность и стоимость этих систем и вносят дополнительный вклад в аппаратурные потери чувствительности радиоинтерферометра за счет вклада фазовых шумов дополнительного гетеродина.
Фазосдвигающее устройство в видеоконверторах VLBA4 построено путем каскадирования фазовых звеньев первого порядка на операционных усилителях. При таком построении фазовые звенья не влияют друг на друга и могут настраиваться независимо. Это позволило существенно упростить настройку устройства и добиться более высоких показателей подавления зеркального канала (около 26 дБ) по сравнению с системой Mark IV DAS. Для формирования требуемой полосы пропускания в ВК VLBA4 используются фильтры Баттерворта 8-го порядка [36]. По своим размерам обе рассмотренных системы занимают полноразмерную 19” стойку.
Кроме упомянутых СПС в радиоастрономическом сообществе известны также канадская система S2 DAS и японское семейство СПС K4. Система S2 DAS получила распространение во многом благодаря дешевизне сопрягаемого с ней регистрирующего терминала S2-RT. ВК этой системы выгодно отличаются от семейства Mark III возможностью напрямую работать во всем входном диапазоне частот от 100 до 1000 МГц. Однако S2 DAS может иметь в своем составе максимум 4 ВК, что ограничивает ее применение, особенно для геодезических задач, где требуется проводить синтез широкой полосы из нескольких каналов. По этой причине она не получила широкого распространения и давно не эксплуатируется.
Японское семейство СПС К4 включает в себя несколько модификаций (K4-1, K4-2, KSP) [39] и сильно отличается по своей структуре от систем западного производства. Видеоконверторы в K4 не являются отдельным узлом, как в других рассмотренных системах, а распределены по функциональному назначению по нескольким блокам. Один блок содержит несколько гетеродинов, другой — несколько квадратурных демодуляторов и т. д. Системы K4 поддерживают до 16 каналов. В стандартном варианте каналы работают в диапазоне частот от 100 до 500 МГц, но существует модификация системы, называемая KSP, в которой одна часть каналов способна работать только в полосе от 100 до 500 МГц, а другая часть — только в полосе от 500 до 1000 МГц. Это устраняет необходимость в дополнительном преобразователе частоты, но ограничивает гибкость системы. К сожалению, информацию о принципах построения фазосдвигающих звеньев в японской системе K4 автору найти не удалось. График подавления ЗК в зависимости от частоты, приведенный в [39] на странице 704, позволяет косвенно судить о качестве работы фазосдвигающих звеньев. Судя по этому графику, в большей части полосы пропускания подавление ЗК составляет не менее 20 дБ, на частотах ниже 1.5 МГц подавление становится менее 20 дБ, а на частотах ниже 1 МГц подавление составляет менее 10 дБ. Таким образом, схема разделения боковых полос по своим параметрам уступает таковой в СПС VLBA4. При этом ВК системы K4-2 являются, возможно, первыми видеоконверторами для РСДБ, в которых были использованы методы цифровой обработки сигналов (ЦОС). Данные ВК выделяют боковые полосы шириной 32 МГц, одна из которых затем оцифровывается 8-битным аналого-цифровым преобразователем (АЦП) и поступает на цифровой фильтр нижних частот (ФНЧ) с переключаемыми коэффициентами, который формирует требуемую полосу сигнала. Так как характеристики цифровых фильтров в разных ВК принципиально одинаковы, это уменьшает общий разброс характеристик каналов, а значит и вносимые ВК потери чувствительности. Использование методов ЦОС даже на самых последних этапах обработки сигнала в СПС способно улучшить характеристики каналов системы.
Для оснащения аппаратурой развивающейся российской РСДБ-сети «Квазар-КВО» в ИПА РАН были начаты работы по созданию отечественной СПС. До недавнего времени все отечественные разработки в этой области ограничивались экспериментальными макетами видеоконверторов и составленными из них двухканальными СПС, как, например, система «Ключ-М» [40]. Первой полнофункциональной отечественной СПС стала 14-канальная система Р1000 [41], разработанная в ИПА РАН и установленная на радиотелескопе РТ-32 в обсерватории «Бадары» комплекса «Квазар-КВО» [42] а также ее 8-канальная версия Р1001, использовавшаяся в Астрокосмическом центре Физического института им. П. Н. Лебедева РАН (АКЦ ФИАН).
Основой Р1000 является видеоконвертор Р1200, не уступающий по характеристикам зарубежным аналогам. ВК Р1200 построен в виде кассет, которыми комплектуются 5 блоков СПС, занимающей вместе с блоком квантования и системой записи полноразмерную 19” стойку. Видеоконвертор выделяет обе боковые полосы и позволяет без дополнительных преобразователей частоты работать во всей полосе ПЧ 100–1000 МГц. Максимальная полоса видеофильтров в Р1200 составляет, как и у систем Mark IV DAS и VLBA4, 16 МГц. Фазовый сдвиг в полосе видеочастот осуществляется фазосдвигающими звеньями на операционных усилителях, что существенно упрощает настройку устройства по сравнению с Mark IV DAS и позволяет достигнуть подавления ЗК на уровне 26 дБ. Еще одной отечественной разработкой в данной области является видеоконвертор RDAS, разработанный в АКЦ ФИАН [43]. Данный ВК использует цифровую обработку сигналов, способен принимать сигналы с полосой 4 или 16 МГц, обеспечивая разделение боковых полос не менее 23 дБ, но работает на единственной частоте преобразования 160 МГц и потому пригоден только для решения ограниченного круга радиоастрономических задач.
Потери чувствительности радиоинтерферометра от влияния джиттера тактового сигнала АЦП
Итак, в результате проведенного исследования была аналитически найдена зависимость потерь чувствительности при дискретизации сигнала от величины джиттера тактового сигнала АЦП. На основе полученной зависимости были выработаны требования к джиттеру для нескольких типичных случаев, использованных в ЦПС. Полученные требования оказались существенно слабее тех, что обычно применяются при оценке влияния джиттера и рассчитываются для случая идеального синусоидального сигнала на входе. Ослабление требований вызвано широкой полосой частот входных сигналов и в большей степени малым ОСШ на входе, из-за чего влияние джиттера на уже сильно зашумленный сигнал оказывается незначительным. Теперь, когда влияние дискретизации сигнала и частотных характеристик каналов на потери чувствительности могут быть учтены, необходимо исследовать влияние квантования сигнала.
В современной радиоинтерферометрии обработка записанных сигналов производится на цифровом корреляторе, на который они поступают в виде цифровых отсчетов. Соответственно, преобразование сигналов на радиотелескопе непременно включает в себя операцию квантования. Так как в большинстве существующих СПС обработка сигналов велась аналоговым образом, квантование производилось обычно непосредственно перед записью сигнала на регистрирующую аппаратуру. Как правило в РСДБ используется однобитное или двухбитное квантование, влияние которого на аппаратурные потери чувствительности хорошо изучено и описано в литературе [33], [63]. Однако в случае разрабатываемых ЦПС квантование и дискретизация сигналов производится на более ранней стадии, после чего осуществляется необходимая цифровая обработка и повторное квантование уже оцифрованных выборок до 1 или 2 бит. Поэтому необходимо исследовать влияние двойного квантования сигнала на аппаратурные потери чувствительности радиоинтерферометра и, исходя из этого, выработать критерии для выбора разрядности АЦП.
Используемое в РСДБ-наблюдениях 1- и 2-битное квантование является нелинейной операцией, приводящей к потере некоторой части информации и значительному ухудшению ОСШ. Однако оно необходимо, чтобы максимально уменьшить выходной поток данных с радиотелескопа, хранение и передача которого являются крайне затратными операциями, а также для уменьшения сложности реализации коррелятора. В таблице 2.1 приведены коэффициенты потерь чувствительности радиоинтерферометра q при различной разрядности квантования сигналов, вычисленные для оптимальных параметров квантования и ОСШ много меньше единицы [33].
Из таблицы видно, что начиная с 3-битного квантования уменьшение потерь от увеличения разрядности становится незначительным. Поэтому с точки зрения достижения максимальной чувствительности при фиксированном объеме записанных данных выгодно, например, вместо 4-битного квантования использовать 2-битное, но расширить в два раза регистрируемую полосу частот или увеличить в два раза время записи (см. (1.1)). С помощью данных таблицы 2.1 и выражения (1.1), это утверждение проиллюстрировано на рисунке 2.17, где изображена диаграмма достигаемой чувствительности при записи фиксированного объема данных с использованием различной разрядности квантования. Для удобства сравнения все значения на диаграмме нормированы к случаю с использованием однобитного квантования. Как видно, 1- и 2-битное квантование оказываются самыми эффективными с точки зрения достигаемой на единицу объема данных чувствительности. Отсюда возникает вопрос о целесообразности использования многоразрядных АЦП для оцифровки сигналов в каналах цифрового преобразования, если в конечном итоге разрядность выходных данных будет приведена к 1 или 2 битам. Чтобы ответить на этот вопрос, было проведено моделирование процессов квантования, позволившее оценить вносимые потери чувствительности при различных параметрах АЦП. Текст соответствующих скриптов, написанных на языке математического моделирования MatLab, приведен в Приложении Б. 1,2 1 0,8 0,6 0,4 0,2 1,000 0,978 0,870 0,776 0,699 Разрядность квантования, бит
Чувствительность в зависимости от разрядности квантования при фиксированном объеме записываемых данных. Все значения диаграммы нормированы к случаю использования однобитного квантования. Схема, поясняющая работу созданной модели, приведена на рисунке 2.18. Входные сигналы с заданным ОСШ создаются с помощью независимых генераторов шума ГШ1, ГШ2 и ГШ3. Сигналы проходят через исследуемый АЦП с разрядностью q, после чего поступают на полуполосный (с частотой среза 0.5 от частоты Найквиста) децимирующий ФНЧ, моделирующий проводимую в ЦПС цифровую обработку, приводящую к повышению разрядности сигнала. Затем сигналы повторно квантуются до 2 бит и поступают на коррелятор, где измеряются потери чувствительности относительно случая неквантованных сигналов. Так как квантование является нелинейной операцией, потери квантования могут сложным образом зависеть от входного ОСШ, поэтому измерения проводились для широкого диапазона входного ОСШ от 0,025 до 100000.
Полученные зависимости коэффициента потерь q от ОСШ на входе для случаев 2-битного, 4-битного и 8-битного АЦП, а также при отсутствии АЦП, когда использовался только выходной 2-битный квантователь, приведены на рисунке 2.19. В качестве порогов при двухбитном квантовании использовались значения ±, где — среднеквадратическое отклонение сигнала. При 4-битном и 8-битном квантовании использовалось квантование с равномерным шагом и порогами для максимального и минимального значения ±2 и ±4 соответственно. Подробнее вопрос отношения порогов квантования и уровня сигнала будет рассмотрен далее в этой главе. При этом, чтобы обеспечить высокую точность результатов и одновременно сократить время вычислений, число отсчетов, используемых для вычисления каждой точки графика, выбиралось так, чтобы обеспечить ОСШ на выходе коррелятора не менее 2000.
Исследование путей построения широкополосного фазовращателя для разделения боковых полос сигнала
Главными элементами цифрового преобразователя сигналов видеочастот являются двухканальный АЦП и ПЛИС. Спектры синфазного и квадратурного сигналов, поступающих на входы АЦП, ограничиваются антиалайзинговыми ФНЧ. Для достижения максимальной требуемой полосы пропускания 16 МГц необходимо использовать частоту дискретизации в АЦП 32 МГц. Однако в этом случае частотные характеристики каналов будут в значительной степени зависеть от частотных характеристик антиалайзинговых фильтров. В Главе 2 было показано, что используемые в одной из самых совершенных аналоговых СПС фильтры вносят потери не менее 2.85%. Целесообразно добиваться, чтобы в разрабатываемом видеоконверторе потери от вида частотной характеристики не превышали этот уровень. Чтобы этого достигнуть и одновременно упростить антиалайзинговые фильтры, уменьшив требования к их параметрам, частота дискретизации АЦП была увеличена до 64 МГц, а частота среза антиалайзинговых фильтров выбрана равной около 32 МГц. С одной стороны, это позволяет формировать полосу пропускания 16 МГц с помощью качественных цифровых фильтров, вносящих существенно меньшие потери по сравнению с аналоговыми фильтрами, а сами аналоговые фильтры будут мало влиять на потери чувствительности, так как при частоте среза 32 МГц они имеют относительно ровную АЧХ и линейную ФЧХ в полосе частот до 16 МГц. С другой стороны, появляется возможность при необходимости увеличить чувствительность радиоинтерферометра за счет расширения максимальной полосы пропускания видеоконвертора до 32 МГц. При этом, в соответствии с полученными в Главе 2 результатами, джиттер сигнала дискретизации должен составлять не более 271 пс, что ограничит вносимые джиттером потери чувствительности на уровне менее 0.1%.
Таким образом, цифровой преобразователь сигналов видеочастот должен выполнять следующие функции: - разделение боковых полос сигнала после переноса его спектра в область видеочастот; - формирование требуемой полосы пропускания канала радиоинтерферометра; - формирование выходных 2-битных потоков данных с использованием среднеквадратического значения сигнала в качестве порогов квантования. При этом должны обеспечиваться следующие параметры цифрового преобразователя: - Частота дискретизации входного сигнала: 64 МГц. - Джиттер сигнала дискретизации: не более 271 пс. - Уровень подавления зеркального канала: не менее 30 дБ. - Значения полосы пропускания: 0.5, 2, 4, 8, 16 МГц. - Нижняя граница полос пропускания: не более 10 кГц. - Потери, вносимые частотными характеристиками банка ФНЧ: не более 2.85%. - Пороги 2-бит квантования: по СКО сигнала.
Очевидно, что создание цифрового преобразователя требует реализации на ПЛИС большого числа вычислений. Аппаратные ресурсы ПЛИС ограничивают возможную сложность алгоритмов обработки сигнала, порядок цифровых фильтров и их количество. Поэтому при разработке алгоритмов для реализации в ПЛИС требуемых функций следовало учитывать ограниченные аппаратные ресурсы и стремиться к их уменьшению. Для этого требовалось исследовать особенности использования ресурсов ПЛИС при построении цифровых фильтров. Эффективное использование ресурсов позволяет получить более высокие параметры устройства, используя менее сложную и дорогую аппаратную часть. Кроме того, это позволяет уменьшить энергопотребление и рассеиваемую мощность в ПЛИС, что упрощает требования по теплоотводу и увеличивает надежность устройства.
При создании цифрового преобразователя сигналов большая часть ресурсов ПЛИС тратится на реализацию цифровых фильтров. Как банк ФНЧ, так и широкополосный фазовращатель требуют построения фильтров высокого порядка. Реализация таких фильтров, как правило, связана с выполнением большого числа операций умножения и сложения. Операция умножения существенно более затратная, чем операция сложения, и при ее реализации с использованием стандартных логических блоков ПЛИС используется большое число таких блоков. Поэтому производители ПЛИС встраивают в микросхемы специализированные блоки умножения с накоплением, способные выполнять умножение за один период тактовой частоты. Архитектура этих блоков специально разработана для удобной реализации цифровых фильтров, а их предельная тактовая частота существенно выше таковой при реализации умножителя на стандартных логических блоках ПЛИС. Поэтому эффективность реализации систем, основанных на цифровых фильтрах, удобно оценивать по количеству затраченных умножителей.
В цифровых преобразователях сигнала для РСДБ следует использовать только фильтры с конечной импульсной характеристикой (КИХ), так как они удобны в синтезе и реализации на ПЛИС, принципиально устойчивы и в случае симметричности импульсной характеристики (ИХ) обладают принципиально линейной ФЧХ, что особенно важно для радиоинтерферометрии. Количество необходимых умножителей в таких фильтрах зависит прежде всего от их порядка, который в свою очередь зависит от требуемых параметров фильтра: величины пульсаций в полосе пропускания, подавления в полосе заграждения и ширины переходной полосы, нормированной к частоте Найквиста. Так как сложность фильтра зависит не от абсолютной, а от нормированной ширины переходной полосы, всегда следует использовать возможно меньшую частоту дискретизации в АЦП. Так, например, если при какой-то частоте дискретизации fs для синтеза фильтра с заданными параметрами требуется порядок фильтра N, то при удвоении частоты дискретизации нормированная ширина переходной полосы станет вдвое меньше и для сохранения тех же параметров фильтра потребуется примерно вдвое увеличить его порядок. Это обстоятельство следует учитывать при разработке цифрового преобразователя для минимизации порядка применяемых фильтров.
Рассмотрим теперь пути уменьшения числа умножителей, необходимых для реализации на ПЛИС фильтра заданного порядка. Так как количество коэффициентов КИХ-фильтра (длина его ИХ) на единицу больше порядка фильтра N, то для получения одного выходного отсчета в общем случае требуется N+1 операций умножения [56]. Однако в случае КИХ-фильтров с симметричной ИХ количество умножителей можно сократить в два раза (с округлением в большую сторону) за счет использования одного умножителя для реализации двух одинаковых коэффициентов симметричной ИХ [66].
Другим путем уменьшения количества необходимых умножителей является их повторное использование для реализации нескольких коэффициентов фильтра, что становится возможным, когда тактовая частота фильтра оказывается в кратное число раз больше частоты дискретизации входного сигнала. Так, если тактовая частота превышает частоту дискретизации в 2 раза, то каждый умножитель может быть использован дважды за один период дискретизации, что сокращает количество необходимых умножителей вдвое. Таким образом, выгодно использовать в ПЛИС на сколько возможно большую тактовую частоту, что на практике ограничивается допустимой скоростью работы элементов и коммутационной матрицы ПЛИС. С увеличением сложности реализуемой схемы достижимая тактовая частота падает.
Еще одним способом уменьшения числа умножителей при цифровой фильтрации является использование прореживающих (децимирующих) и интерполирующих фильтров. При прореживании (децимации) сигнала, когда требуется уменьшить его частоту дискретизации, происходит отбрасывание из сигнала лишних отсчетов. При прореживании сигнала в D раз из него выбирается только каждый D-ый отсчет, а остальные отбрасываются. Соответственно, когда прореживание проводится после фильтрации, не имеет смысла вычислять в фильтре отбрасываемые отсчеты. Это позволяет упростить его структуру и сократить число требуемых умножителей примерно в D раз. То же самое относится и к процессу интерполяции, когда интерполируемый сигнал дополняется нулями и фильтруется для подавления возникающих в частотной области копий спектра. Поэтому при создании интерполирующего фильтра можно учесть, что часть входных отсчетов всегда равна нулю и может быть проигнорирована, что позволяет упростить структуру фильтра.
В некоторых случаях количество умножителей в фильтре может быть сокращено за счет равенства нулю значительного числа его коэффициентов. Например, у полуполосного фильтра (с частотой среза 0.5 от частоты Найквиста) с четным порядком каждый второй коэффициент, кроме центрального, равен нулю. Таким же свойством обладает фильтр Гильберта с четным порядком. Использование таких фильтров позволяет практически вдвое уменьшить число умножителей.
Блок формирования выходных данных для широкополосного цифрового преобразователя сигналов
Реализованный в ПЛИС блок формирования выходных данных состоит из VDIF форматера, Ethernet-контроллера, формирователя интерфейса XAUI и специализированных часов. VDIF форматер обеспечивает форматирование входных 8- или 2-битных данных в соответствии со стандартом VDIF, что включает разбиение данных на отдельные кадры заданной длины, содержащие заголовки с информацией о времени взятия первого отсчета в кадре, длине кадра, разрядности данных, количестве каналов, идентификаторе станции и необязательных вспомогательных данных [55].
Информация о времени взятия первого отсчета поступает от часов, а остальные поля заполняются процессором. Длина кадра не может выбираться произвольно, так как в соответствии со спецификацией VDIF должна быть кратна 8 байтам, а в одной секунде должно укладываться целое число кадров. В соответствии с этими условиями реализованный в цифровом преобразователе VDIF форматер поддерживает использование кадров следующей длины: 1000, 1024, 1280, 1600, 2000, 2048, 2560, 3200, 4000, 4096, 5000, 5120, 6400, 8000 и 8192 байт (без учета 32 байт заголовка). Разрядность данных может быть 2 или 8 бит, а количество каналов всегда равно одному.
Формирование VDIF кадра основано на использовании двухпортовой памяти, у которой запись и чтение могут осуществляться независимо и по разным тактовым сигналам. Отсчеты сигнала, поступающие на форматер, непрерывно записываются в память с тактовой частотой 256 МГц, причем счетчик, управляющий адресом записи, синхронизуется с внутренней шкалой времени так, чтобы отсчет сигнала, соответствующий началу новой секунды, записывался в нулевой адрес памяти. Это позволяет привязать записываемые данные по времени.
Когда в памяти накапливается число отсчетов сигнала, близкое к желаемой длине кадра, инициируется процесс считывания данных. Для согласования с последующим Ethernet контроллером, выход двухпортовой памяти и VDIF форматера имеет разрядность 64 бита и данные передаются с тактовой частотой 156.25 МГц. Сначала на выход подаются четыре 64-битных слова, содержащие 32 байта заголовка, генерируемые форматером из заранее записанных данных от процессора и данных от часов о номере текущей секунды и номере кадра в секунде. После этого на выход коммутируются отсчеты сигнала из двухпортовой памяти. Так как считывание из памяти происходит словами по 8 байт, оно идет значительно быстрее, чем запись отсчетов в память. Момент начала формирования кадра подобран так, чтобы процесс чтения не опередил процесс записи, то есть к концу чтения в память уже записываются данные для следующего кадра. В форматере предусмотрен также тестовый режим, при котором вместо реальных данных на выход поступает упакованная в VDIF кадр тестовая последовательность, формируемая 8-разрядным счетчиком. Данный режим позволяет проверить работоспособность блока формирования выходных данных и оптических трансиверов, а также активно использовался при отладке СБПД.
Заголовок VDIF кадра содержит информацию о времени взятия первого отсчета в кадре. Эта информация представлена в виде трех полей: номер эпохи (6 бит), номер секунды в эпохе (30 бит) и номер кадра в секунде (24 бита). Эпохой называется номер полугодия начиная от 1 января 2000 года (нулевая эпоха). Соответственно, под номером секунды имеется ввиду число секунд от начала данной эпохи, которое берется от специального счетчика секунд, реализованного в часах цифрового преобразователя, хранящих внутреннюю шкалу времени в ПЛИС. Чтобы избежать переполнения счетчика секунд и учесть возможное изменение Всемирного времени за счет добавления так называемой секунды координации, после начала нового полугодия необходимо заново выполнять синхронизацию ШСПС. Номер кадра в секунде берется от счетчика кадров, реализованного в форматере.
Для синхронизации и поддержания шкалы времени в цифровом преобразователе сигналов реализованы специальные часы. Их основу составляет счетчик до 256 миллионов, тактируемый частотой 256 МГц. То есть один оборот счетчик делает ровно за секунду. При каждом поступлении переднего фронта входного сигнала 1PPS в специальный регистр записывается текущее значение этого счетчика, то есть сохраняется информация о внешней шкале времени.
Внутренняя шкала времени формируется с помощью компаратора, на один из входов которого подается текущее значение счетчика, а на второй процессором MicroBlaze записывается значение, при равенстве которому компаратор выдаст на выход единицу, обозначающую начало новой секунды. При поступлении запроса на синхронизацию процессор считывает текущее значение регистра внешней шкалы времени, вводит в него необходимую поправку, позволяющую учесть различные задержки в цепях ПЛИС, и подает полученное значение на второй вход вышеуказанного компаратора. В результате, при совпадении очередного значения на выходе счетчика с записанным от процессора числом, что будет случаться один раз за секунду, компаратор выдает на выходе единицу на один такт. Данный сигнал на выходе компаратора и несет информацию о внутренней шкале времени цифрового преобразователя, используемой в VDIF форматере для временной привязки данных.
После синхронизации шкалы времени процессор продолжает контролировать время прихода переднего фронта сигнала 1PPS, что позволяет обнаружить расхождение внешней и внутренней шкал времени. Это расхождение контролируется с точностью 1 такт частоты 256 МГц, то есть примерно 4 нс.
Кроме того, в блоке часов канала присутствует счетчик секунд и миллисекунд, работающий от сформированной внутренней шкалы времени. Начальное значение счетчика миллисекунд сбрасывается при начале новой секунды, а начальное значение счетчика секунд инициализируется процессором по команде с компьютера. Для этого предусмотрена специальная процедура синхронизации времени, предполагающая предварительную синхронизацию часов компьютера с помощью NTP сервера или другим подобным способом. При этом точности синхронизации компьютера в десятки миллисекунд обычно достаточно, чтобы присвоить текущей секунде часов цифрового преобразователя правильный номер.
Сформированные VDIF кадры поступают на Ethernet контроллер, где происходит добавление к данным необходимых Ethernet, IP и UDP заголовков и реализация интерфейса XGMII (10 Gigabit Media Independent Interface), необходимого для передачи данных в выходной блок XAUI. Созданный Ethernet контроллер позволяет работать как на канальном уровне сетевой модели OSI, когда VDIF кадры инкапсулируются только в Ethernet пакеты без использования протоколов верхнего уровня, так и на сетевом и транспортном уровнях. Транспортный уровень реализуется протоколом UDP. После проведения различных испытаний с СБПД в качестве штатного решения был выбран вариант использования только канального уровня, что уменьшало избыточность и не влияло на надежность передачи.
Наконец, сформированные в Ethernet контроллере пакеты по интерфейсу XGMII поступают на выходной блок XAUI, реализующий передачу данных по четырем высокоскоростным трансиверам с кодированием 8b/10b и скоростью 3.125 Гбит/с каждый. Сигналы с этих трансиверов поступают на модуль X2, который производит перекодирование данных кодом 64b/66b и другие необходимые операции для передачи сигнала по ВОЛС.
Таким образом, блок формирования выходных данных обеспечивает синхронизацию данных со шкалой времени радиотелескопа, их форматирование в стандарте VDIF с кадрами заданной длины, инкапсуляцию сформированных VDIF кадров в Ethernet или UDP пакеты и их передачу по интерфейсу XAUI на трансивер X2.