Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Анализ методов и средств измерения теплоэлектриче ских параметров полупроводниковых изделий 11
1.1. Светодиоды и их использование для решения задач повышения энергоэффективности и энергосбережения И
1.2. Основные параметры светоизлучающих диодов и факторы, влияющие на их скорость деградации 14
1.3. Прямые методы измерения температуры полупроводниковых структур
1.4. Косвенные методы измерения температуры полупроводнико
вых структур
1.4.1. Методы оценки температуры по собственному тепловому излучению
1.4.2. Методы оценки температуры с использованием темпе-ратурочувствительных параметров 23
1.5. Анализ методов измерения теплового сопротивления светоиз лучающих диодов 26
1.5.1. Метод измерения теплового сопротивления переход корпус и импульсного теплового сопротивления 26
1.5.2. Метод неразрушающих измерений и комплексного анализа электрических, тепловых и оптических параметров свето-диодов и полупроводниковых лазеров 27
1.5.3. Метод измерения теплового сопротивления переход-корпус силовых полупроводниковых приборов 28
1.5.4. Методика измерения тепловых сопротивлений полупроводниковых приборов и интегральных модулей
1.6. Выводы 35
Глава 2. Способы измерения теплового импеданса светодиодов с использованием широтно-импульсной модуляции греющей мощности JO
2.1. Измерение теплового импеданса СИД с помощью широтно импульсной модуляции, осуществляемой по гармоническому закону
2.2 Компьютерное моделирование кинетики нагрева СИД при гармонической широтно-импульсной модуляции греющей мощности
2.3. Измерение теплового сопротивления СИД на основе линейной ШИМ греющей мощности 53
2.4 Компьютерное моделирование кинетики нагрева СИД при линейной ШИМ греющей мощности 57
2.5 Выводы 62
Глава 3. Разработка автоматизированного комплекса для измерения теплового импеданса светодиодов
3.1. Основные требования, предъявляемые к измерительному ком плексу "5
3.2. Состав измерительного комплекса 66
3.1 Микропроцессорный измеритель теплового импеданса полупроводниковых светодиодов 67
3.2 Управляющая программа микроконтроллера 70
3.3 Программа управления функционированием комплекса и обработки результатов измерения 3.3.1 Общие сведения об управляющей программе 74
3.3.2 Режим однократного измерения теплового импеданса... 76
3.3.3. Режим сканирования по частоте модуляции греющей
мощности 7У
3.3.4. Режим линейной модуляции греющей мощности 81
3.3.5. Тестовый режим 82
3.3.6. Режим контроля функционирования комплекса 84
3.3.7. Обработка результатов измерения и навигация по базе
ос
данных
3.4. Выводы 88
Глава 4. Исследование основных технических характеристик из мерителя теплового импеданса и сравнение его с аналогами 89
4.1. Оценка диапазонов измерения теплового сопротивления и частоты модуляции 9
4.2. Оценка погрешности измерения теплового сопротивления 91
4.2.1. Погрешность определения температурного коэффициента напряжения 92
4.2.2. Погрешность от нелинейности АЦП 93
4.2.3. Погрешность квантования сигнала 94
4.2.4. Погрешность от временной задержки при измерении тчп 95
4.2.5. Погрешность формирователя импульсов греющего тока 9
4.3 Сравнительный анализ частотного и временного методов измерения теплового сопротивления светодиодов 99
4.4 Экспериментальные исследования теплофизических характеристик светодиодов частотным и временным методами 108
4.5 Выводы ш
Заключение 115
Список использованной литературы 117
- Основные параметры светоизлучающих диодов и факторы, влияющие на их скорость деградации
- Метод измерения теплового сопротивления переход-корпус силовых полупроводниковых приборов
- Измерение теплового сопротивления СИД на основе линейной ШИМ греющей мощности
- Сравнительный анализ частотного и временного методов измерения теплового сопротивления светодиодов
Введение к работе
з
Актуальность проблемы.
В последнее десятилетие интенсивное развитие получили мобильные системы связи. Для достижения высокой помехоустойчивости и емкости мобильных сотовых систем связи 3-го и 4-го поколений предполагается использовать многоуровневую модуляцию в сочетании с применением турбокодов при передаче информации. Потенциальные преимущества подобных видов модуляции в условиях использования многочастотных систем связи могут быть реализованы только при высокой точности оценки комплексной огибающей принимаемого сигнала. Для этого применяются дискретные по времени и распределенные по частотам пилот-сигналы. Передаваемый поток символов обычно группируется по слотам, представляющим собой упорядоченную время-частотную совокупность заданного числа информационных и пилот-сигналов.
Известно большое число публикаций, направленных на совершенствование систем передачи информации с применением встроенных пилот-сигналов.
Предложены оценочно-корреляционные алгоритмы обработки информационного сигнала, в которых используются оценки комплексной огибающей, сделанные по наблюдениям в области пилот-сигналов на основе фильтров Винера, Калмана или на основе различных алгоритмов оценивания.
Вместе с тем, в известной литературе отсутствует системный подход к проблеме построения оптимальных алгоритмов совместной обработки наблюдаемых информационных и пилот-сигналов в условиях общего гауссовского канала связи с аддитивным белым гауссовским шумом. Изучение структуры оптимального алгоритма, исследование его эффективности с помощью моделирования или аналитически позволило бы сформулировать основные пути и возможности совершенствования многочастотных цифровых систем связи с пилот-сигналами.
Таким образом, в настоящее время имеется актуальная задача представления вероятностных моделей, статистического синтеза и анализа оптимальных
4 и квазиоптимальных алгоритмов совместной обработки информационных и пилот-сигналов в многочастотных системах мобильной связи.
Цель и задачи исследований. Целью диссертационной работы является повышение эффективности систем связи на основе синтеза структуры оптимальных алгоритмов совместной обработки информационных и пилот-сигналов и анализа эффективности таких алгоритмов с помощью математического моделирования и аналитически. Для достижения названной цели в работе решаются следующие задачи.
Составление аналитического обзора известных подходов к проблеме моделирования каналов мобильной связи в многочастотных системах, синтеза оптимальных и квазиоптимальных алгоритмов и анализа их эффективности.
Решения задачи синтеза оптимального алгоритма совместной обработки информационных и пилот-сигналов в общем гауссовском канале с применением максимизации функционала отношения правдоподобия.
Получение аналитических выражений для исследования эффективности полученных оптимальных и квазиоптмальных алгоритмов приема сообщений при наличии пилот-сигналов.
Сравнительный анализ различных процедур приема сообщений с одновременным оцениванием комплексной огибающей в системах мобильной связи на основе статистического моделирования.
Анализ возможностей практического применения полученных результатов и рекомендаций в современных и перспективных системах связи, а также в учебном процессе.
Методы исследований При решении поставленных задач в диссертационной работе использовались методы математического моделирования, математического анализа, теории вероятностей и математической статистики, теории случайных процессов и статистической теории связи.
Научная новизна результатов Новыми научными результатами следует считать:
1.Решение задачи построения векторных моделей случайных полей комплексных огибающих на основе пространственных авторегрессий с кратными корнями характеристических уравнений, позволяющую адекватно описывать реальные процессы в каналах мобильной связи.
2.Результаты синтеза квадратично-линейного оценочного алгоритма оптимального приема дискретных сообщений при наличии дополнительной информации, полученной с помощью встроенных пилот-сигналов.
3.Точные и простые приближенные аналитические соотношения для расчета вероятностей ошибочного приема противоположных сигналов с учетом погрешностей оценивания комплексной огибающей.
4.Точные формулы ля установившихся значений дисперсии ошибки оценивания комплексных огибающих двумерным фильтром Калмана в условиях описания информационной последовательности процессом авторегрессии второго порядка с кратными корнями характеристического уравнения.
5.Мето дику статистического моделирования процессов с бесселевскими корреляционными функциями, описывающими реальные процессы в системах мобильной связ
Практическая ценность результатов работы заключается в следующем.
1 .Предложенные алгоритмы оптимального и квазиоптимального приема информационных сигналов с учетом оценивания комплексных огибающих могут быть взяты за основу при проектировании перспективных систем цифровой мобильной связи.
2.Рассчитанные характеристики потенциальной помехоустойчивости позволяют определить необходимый потенциал линий связи и число пилот-сигналов, обеспечивающих требуемую точность оценивания комплексных огибающих.
3.Мето дика моделирования случайных последовательностей, описывающих комплексные огибающие в реальных системах мобильной связи, может быть взята за основу при проведении сравнительного анализа эффективности разнообразных алгоритмов обработки цифровых сигналов. Практическая зна-
6 чимость проведенных в диссертации исследований подтверждена актами об использовании разработанных автором алгоритмов, программ и методик в в/ч 74863, а также в учебном процессе Ульяновского высшего военного инженерного училища связи.
Реализация результатов работы
Рассмотрена возможность применения разработанных алгоритмов приема сообщений в системах мобильной связи с пилот-сигналами типа «Акведук» и внедрены в деятельность 29-го Испытательного полигона МО РФ (г. Ульяновск).
Полученные результаты применяются также в учебном процессе Ульяновского высшего военного инженерного училища связи при изучении дисциплины «Теория электрической связи» для специальности «Многоканальные телекоммуникационные системы».
Апробация работы
Основные положения и результаты диссертационной работы докладывались, обсуждались и получили положительную оценку на IX Всероссийской научно-практической конференции. Современные проблемы создания и эксплуатации радиотехнических систем (г. Ульяновск, 2004г), 59 Научной сессии , посвященной Дню Радио (г. Москва, 2005г), на конференциях в Ульяновском Государственном Техническом Университете (г. Ульяновск 2002-2005г), а также на ежегодных научно-технических конференциях УВВИУС (г. Ульяновск 2002-2005г).
Публикации
По материалам диссертационной работы опубликовано 9 научных работ, в том числе 7 научных статей.
Структура и объем работы
Основные параметры светоизлучающих диодов и факторы, влияющие на их скорость деградации
Прямые методы измерений основаны на использовании температурочувствительных индикаторов и приборов, таких как инфракрасные радиометры и микрорадиометры [66,67], жидкие термочувствительные кристаллы и плёнки, термоиндикаторы плавления [18,46] и другие средства. Инфракрасные радиометры и микрорадиометры для измерения температуры активной области ПП приборов используют регистрацию инфракрасного излучения, испускаемого активной областью прибора при прохождении тока [76,114]. Существует немало аппаратуры, предназначенной для оценки температуры объектов по собственному тепловому излучению в диапазоне от 3 до 12 мкм. Но в основном она ориентирована для использования с макрообъектами. Эти устройства обладают некоторыми недостатками из-за значительной погрешности определения температуры, связанной с чувствительностью фотоприемника, поглощением ИК излучения в атмосфере, качеством объектива и пр.
В лабораторных условиях для выявления приборов с резко неоднородным распределением плотности тока и локальными перегревами в структуре прибора используется рекомбинационное излучение (РИ) [85]. Интенсивность РИ пропорциональна плотности прямого тока в соответствующей точке перехода. Регистрируется РИ с помощью фотоумножителей. При использовании оптоэлектронных преобразователей ночного видения метод дает наглядную картину токораспределения в структуре, которая может регистрироваться с помощью фотографирования или записи в память компьютера. Температурный коэффициент интенсивности РИ изменяется в широких пределах для различных классов приборов и имеет большой разброс от образца к образцу, что затрудняет применение данного метода в промышленных условиях[77].
Термоиндикаторы, так же использующиеся для определения температуры ПИ устройств, являются веществами, изменяющими некоторые свои визуальные параметры, например, цвет, свечение или агрегатное состояние под воздействием температуры. Они просты в применении и наглядны, однако имеют невысокую точность и вносят искажения в температурное поле исследуемого объекта.
Косвенные методы измерения температуры полупроводниковых структур разделяются на методы оценки по собственному тепловому излучению и методы с использованием температурочувствительных параметров (ТЧП).
В работе [36] для исследования температурных полей в полупроводниковых кристаллах с разрешением единицы микрометров использовался разработанный в Институте физики полупроводников СО РАН инфракрасный микроскоп УТК-1 [44]. Регистрация теплового излучения Рис. 1.5. Тсплоьизор на базе ИК-тспловизиошюго микроскопа УГК-1 осуществлялась TnAs-ПЗИ (прибор с зарядовой инжекцией) — фотопрмемной матрицей с количеством элементов 128 х 128 (шаг элементов 50 мкм) и областью спектральной чувствительности 2.5-3.1 мкм. Поле зрения микроскопа составляло 400 х 400 мкм ( 3 мкм на элемент). Для уменьшения фоионовой нагрузки на фотоприемную матрицу используется сферическое зеркало (уменьшение интенсивности фона в 11 раз). Благодаря низкой плотности поверхностных состояний на границе раздела (арсенид иидия)-диэлсктрик в данных МДП структурах практически отсутствуют шумы типа 1// . Это позволяет увеличить динамический диапазон прибора и повысить его чувствительность для температур, близких к комнатным, за счет увеличения времени накопления в диапазоне от 10 до 100 мс. При этом с ростом времени накопления отношение сигиал/шум возрастает пропорционально корню квадратному от времени накопления. Одной из основных методических проблем при теиловизионном методе исследования температурных полей в ЛlInGaN-светодиодах является прозрачность собственно эпитаксиальной структуры и сапфировой подложки в ИК-диапазоие и сильное различие в излучательной способности других материалов, входящих в конструкцию приборов: контактов, отражающих покрытий, элементов монтажа и др. Измерительный стенд с использованием дайной установки показан на рис. 1.5.
Наибольшее распространение в условиях массового производственного контроля получили методы косвенного измерения теплового сопротивления с использованием ТЧП [96]. В качестве таких параметров наиболее часто используется обратный ток /?-и-перехода 10бр и прямое падение напряжения на -«-переходе Up.п[50,71,76].
В типовой конструкции светодиода имеется две основных компоненты теплового сопротивления: 1) от р-«-перехода до термического контакта светодиода (точки пайки), то есть между корпусом светодиода и радиатором, печатной платой и т.д. Тепловое сопротивление переход - «точка пайки» определяется конструкцией корпуса светодиода и качеством его изготовления; 2) от термического контакта к окружающей среде. Тепловое сопротивление «точка пайки» - окружающая среда определяется средой между термическим контактом светодиода и окружающей средой (печатная плата, радиатор и т.д.). Как правило, мощные светодиоды монтируются на печатной плате с алюминиевой подложкой, которая подсоединяется к радиатору охлаждения.
В работе [14] проведен анализ влияния качества теплового контакта между термическим контактом светодиода и печатной платой. Переходные характеристики измерены с использованием 16-разрядного АЦП при подаче импульсов тока в виде ступенек с разрешением 2 мкс во временном интервале до 100 с [17]. Для оценки изменения общего теплового сопротивления между тепловым контактом испытуемого устройства и платой был введен фрагмент тефлоновой пленки. Результаты исследования представлены на рис. 1.6.
Метод измерения теплового сопротивления переход-корпус силовых полупроводниковых приборов
Модуляция греющей мощности вызывает соответствующие изменения температуры электронно-дырочного перехода светодиода, сдвинутые по фазе относительно мощности. Сдвиг фаз зависит от частоты модуляции и тепловых постоянных конструктивных элементов светодиода. Температура /?-л-перехода относительно корпуса или окружающей среды определяются на основе измерений температурочувствительного параметра (ТЧП), в качестве которого выступает прямое напряжение иТчп на светодиоде при протекании через него малого измерительного тока 1ИЗМ. При известном температурном коэффициенте напряжения по измеренным иТчп можно определить температуру р-и-перехода.
Измерение ТЧП начинаесся после непродолжительного предварительного разогрева светодиода и вывода его в такой тепловой режим, при котором температура /?-л-перехода будет пульсировать относительно некоторого квазистационарного значения T(t), изменяющегося с частотой модуляции греющей мощности (рис. 2.1 в): T(0 = Т0+ТГ8ІпЦ-ф) где То - среднее значение температуры /?-л-перехода, Т - амплитуда гармонической составляющей температуры jo-n-перехода на частоте модуляции; ср - сдвиг фаз между переменной соетавляющей температуры р-п-перехода и переменной составляющей греющей мощности. При соответствующем выборе длительности и частоты следования греющих импульсов тока величина пульсаций температуры при включении и выключении греющего тока будет существенно меньше амплитуды гармонической составляющей температуры перехода.
Измерение ТЧП производится в паузах между греющими импульсами, с небольшой относительно ереза импульсов временной задержкой (рис.2.1г), необходимой для завершения переходных электрических процессов, связанных с инжекцией неосновных носителей заряда через /?-и-переход. Напряжение UT4nCt) на /?-/7-переходе в паузах между импульсами греющего тока будет повторять (с обратным знаком) изменение температуры р-п-перехода.
Известно, что в приближении одномерной линейной теплоэлектрической модели полупроводникового светодиода, представляющей собой m последовательно соединенных RC -цепочек, при разогреве диода переменной мощностью спектр температуры /?-«-перехода может быть представлен в виде [5,17]: Tm(co) = Pm(co)-ZT(co). где Рт(оо) - спектр греющей мощности, рассеиваемой диодом; ZT (со) = X - RTk = ZT(со) ejcp(m) - тепловой импеданс диода; RTk, xTk-k=1l + jcoxk тепловое сопротивление и тепловая постоянная времени соответствующего слоя структуры светодиода; ср(со) - фаза теплового импеданса, равная сдвигу фаз между температурой и греющей мощностью. Модуль теплового импеданса ZT(co) будет определяться отношением первых гармоник температуры Ті (со) и греющей мощности Pi (со) на частоте модуляции: Т\(со) I т (« ) I - Pi (G)) Для определения 1-й гармоники температуры Т](ю) воспользуемся дискретным преобразованием Фурье: 2 N і N і AT (со) = — У T(t;) cos(2p —), Bi (со) = — S T(t:) sin(2p —), lK } Niti l N l Ni=i l W T1(co) = A/A (Q)) + B (a))s где А,(со) и В,(со) - вещественные и мнимые Фурье-трансформанты на частоте модуляции со; T(tj) - значения температуры в моменты времени tj. Тангенс фазы ср теплового импеданса определяется отношением вещественных и мнимых Фурье-трансформант А со) и В,(ю), откуда: В, (со) ф=arets 1V . AjCco) Отличительной особенностью метода является то, что, измерив Zт(co) на разных частотах модуляции греющей мощности, можно определить вклад всех компонентов, соответствующих отдельным слоям структуры или элементам конструкции светодиода.
Как отмечалось в п.2.1, величина пульсаций температуры при включении и выключении греющего тока зависит от длительности и частоты следования греющих импульсов. При соответствующем выборе длительности и частоты следования величина пульсаций будет существенно меньще амплитуды гармонической составляющей температуры перехода. Это вызывает необходимость детального исследования влияния указанных параметров на точность определения теплового сопротивления светодиодов, нагреваемых импульсами тока с гармонической щиротно-импульсной модуляцией. Данная задача может быть рещена с помощью компьютерного моделирования.
В основе построения модели лежит принцип теплоэлектрической аналогии, который щироко используется при анализе тепловых процессов, происходящих в полупроводниковых приборах при протекании через них электрического тока [5,27]. Согласно теплоэлектрической аналогии, процессы распространения тепла по пути «активная область кристалла -кристаллодержатель - корпус прибора - радиатор - окружающая среда» происходят аналогично электрическим процессам в схеме замещения, представляющей собой совокупность последовательно соединенных RC-цепочек. Поток тепла аналогичен электрическому току, протекающему по звеньям схемы замещения, электрический потенциал является аналогом температуры. Каждому из слоев структуры или элементов конструкции светодиода, по которым распространяется поток тепла от источника к окружающей среде, соответствует своя RC-цепочка. Электрическое сопротивление к-ой КС-цепочки является аналогом теплового сопротивления RTk к-oro элемента конструкции, электрическая емкость - аналог теплоемкости СТь постоянная времени к-ой цепочки Tk=RTk-CTk аналог тепловой постоянной к-ого элемента конструкции.
Упрощенная конструкция светодиода представлена на рис. 2.2. Там же показаны компоненты полного теплового сопротивления, включающие в себя сопротивления «р-п-переход - монтажная пластина» Rm-пл, «монтажная пластина - радиатор» RTlu-р и «радиатор - окружающая среда» RTp-cP- Через Тп, Тпл, Тр и Тср обозначены соответственно температуры /?-я перехода, пластины, радиатора и окружающей среды; Р - греющая мощность.
Измерение теплового сопротивления СИД на основе линейной ШИМ греющей мощности
В последние годы мощноеть выпуекаемых промышленностью светодиодов и светодиодных модулей резко возросла. Так, например, для фирмы GREE, являющейся одной из ведущих мировых фирм-производителей светодиодной продукции, мощность светодиодов ХР-Е и XP-G составляет 5Вт при макеимальном токе Imax 1,5A, а для светодиодов XM-L с площадью кристалла 4 мм мощность равна 10Вт при I ax ЗА. Для сверхплотных светодиодных модулей MT-G этой же фирмы мощноеть достигает 25 Вт при Imax = 4А. Учитывая, что при измерении теплового сопротивления светодиодов величина греющего тока должна соетавлять как минимум 20 % от номинального тока [105], максимальный греющий ток в измерителе должен быть не меньше 1 А.
Произведем оценку максимальной частоты модуляции, которую должен обеспечивать измеритель. Принцип действия измерителя основан на пропускании через светодиод электрических импульсов с широтно-импульсной модуляцией, осуществляемой по гармоническому закону, и измерения соответствующих изменений температуры гетероперехода относительно корпуса или окружающей среды. Для определения температуры перехода и вычисления амплитуды первой гармоники используется измерение ТЧП (прямого напряжения на диоде) в паузах между греющими импульсами. Минимальная длительность пауз между импульсами составляет 30 мкс. Это время екладывается из трех составляющих: - времени на ожидание окончания переходных электрических процессов, связанных с инжекцией через гетеропереход светодиода неосновных носителей заряда (около Юмкс); - времени для аналого-цифрового преобразования напряжения на светодиоде, которое для используемого АЦП составляет 10 мкс; - времени исполнения программного кода при выполнении функции обработки прерывания, которое занимает несколько микросекунд.
Для определения теплового импеданса кроме амплитуды основной гармоники температуры перехода необходимо знать амплитуду основной гармоники греющей мощности, что требует измерения напряжения на вершине греющей мощности. Если считать, что минимальная длительность греющих импульсов равна минимальной длительноЬти пауз, а коэффициент модуляции равен 0,5, то минимальный период следования импульсов равен 120 мкс. Согласно результатам моделирования, приведенным во 2-й главе, для корректного определения амплитуды синусоидального сигнала на основе преобразования Фурье требуется как минимум 14 отсчетов за один период модуляции греющей мощности. Отсюда минимальный период модуляции равен Тмин= 120 мкс-14= 1,68 мс. Максимальная частота модуляции составляет при этом 595 Гц.
Как показали результаты измерений теплового сопротивления мощных светодиодов фирмы GREE, составляющая теплового сопротивления переход-кристалл Rj.Chip проявляется на частотах модуляции в области до 500 Гц и выше. Для других фирм-производителей мощных светодиодов результаты аналогичны. Поэтому для корректного определения этой составляющей полного теплового сопротивления необходимо увеличить максимальную частоту модуляции греющей мощности по крайней мере на несколько десятков процентов.
Кроме этого, измерительный комплекс должен удовлетворять стандартным требованиям по точности. Например, для измерительных средств промышленного назначения погрешность измерений должна быть в диапазоне от 0,1 до 5 % [31]. Для большинства практических задач, связанных с выходным контролем выпускаемой светодиодной продукции, погрешность измерений на уровне 2 - 3 % является вполне достаточной. Наконец, измерительный комплекс должен обладать широкими функциональными возможностями, легко адаптироваться под различные задачи, обеспечивать ведение базы данных с результатами измерений. Он должен иметь понятный и удобный интерфейс, легко осваиваемый потенциальными пользователями.
Автоматизированный комплекс для измерения теплового импеданса светодиодов [24,79,80] включает в себя; - микропроцессорный измерительный прибор, предназначенный для генерации греющих импульсов и измерения температурочувствителыюго параметра (ТЧП) светодиодов, а также других полупроводниковых приборов, содержащих один или несколько электронно-дырочных переходов; - персональный компьютер, взаимодействие которого с прибором осуществляется посредством последовательного интерфейса; - программу управления функционированием комплекса и обработки результатов измерения LED Meter, разработанную в среде Borland C++ Builder [62,82,88,89,93].
Сравнительный анализ частотного и временного методов измерения теплового сопротивления светодиодов
Измерение ТЧП производится с временной задержкой после окончания очередного греющего импульса, что необходимо для завершения переходных электрических процессов. Как показали эксперименты, это время составляет не более Юмкс. Измерение ТЧП с временной задержкой приводят к тому, что температура /7-п-перехода светодиода, измеренная в этот момент отличается от температуры, которую имел переход непосредственно после окончания греющего импульса. Для оценки этой разницы были произведены измерения кривой остывания перехода после воздействия однократного греющего импульса. Результаты измерения представлены в графическом окне интерфейса тестового режима измерений, показанного на рис.4.3.
Зависимость натурального логарифма температуры р-п-перехода от времени, представленная на рис.4.4. показывает, что процесс остывания перехода подчиняется экспоненциальному закону, за исключением начального временного интервала, в котором на процесс остывания перехода накладываются переходные электрические процессы, связанные с переключением светодиода из режима нагрева в режим измерения ТЧП. 1 р, иД рЙ І Частота, Ги ]ї Кт. (кЕ(с) {ї.7 Ймшршив "жжедено ycnwino 12 ПЯГК-ц ) Рис.4.3. Кривая остывания светодиода после воздействия греющего импульса
Используя результаты измерения температуры вне этого интервала, можно с помощью метода наименьших квадратов определить тепловую постоянную и затем восстановить кривую остывания, в которой исключено влияние переходных электрических процессов. На рис.4.4 кружками отмечены результаты измерении температуры, сплошной линией показана температурная зависимость, в которой исключено влияние переходных электрических процессов.
Зависимость натурального логарифма температуры / я-перехода от времепи (отсчет ведется от момента окончания греющего импульса) Это позволяет определить температуру р-п-перехода. непосредственно после окончания греющего импульса (в момент времени t0 = 0) и спустя время ti = 10 мкс. Результаты расчета показывают, что при 1 = to температура То = 16,54 С, а при 1 = tj температура Т, = 16,45 С. Погрешность определения температуры /?-и-перехода, обусловленная временной задержкой на ожидание окончания переходных электрических процессов, примерно равна 0,1 С, что составляет 5т 0,6 %.
Оценим погрешность формирователя импульсов греющего тока, упрощенная схема которого представлена на рис.4.5. Генератор стабилизированного тока спроектирован на операционном усилителе DAi, в обратную цепь которого включен полевой транзистор VTj. Длительность греющих импульсов тока, протекающего через объект измерений (диод Dj), задается управляющим импульсом EN, который поступает от микроконтроллера МК.
Величина греющего тока 1гр определяется напряжением UQ на неинвертирующем входе операционного усилителя: и„-и0 где U„ - напряжение питания. Для изменения величины греющего тока используется мультиплексор MUX, с помощью которого параллельно R2 можно подключать различные сопротивления, изменяющие величину Uо, а значит и величину греющего тока. Использование в измерителе двух мультиплексоров позволяет формировать 16 различных значений греющего тока в диапазоне от 10 до 550мА. Конкретное значение греющего тока задается управляющими сигналами Аь А2 и Аз, поступающими от микроконтроллера.
Для расширения диапазона греющих токов в два раза используется подключение резистора R4 параллельно R3, причем R3=R4. Это производится с помощью переключателя ПК, установленного на лицевой панели измерителя. Таким образом, в измерителе реализованы 2 диапазона формирования греющего тока с дискретным набором значений 1гр, отличающиеся между собой множителем тока ki = 2. В действительности, за счет технологического разброса параметров радиокомпонентов, сопротивления резисторов R3 и R4 несколько отличаются между собой, поэтому значение ki отличается от 2. Его точное значение устанавливается градуировкой.
В качестве примера в таблице 4.1. приведены результаты градуировки формирователя греющих импульсов. В 1-й строке приведены значения греющего тока Ігр] в 1-м диапазоне; во 2-й строке - значения греющего тока 1гр2 во 2-м диапазоне; в 3-й строке - значения множителя тока, преДСТаВЛЯЮЩИе СОбой ОТНощеНИе Ігр2/ 1грь Таблица 4.1. Результаты градуировки формирователя греющих импульсов ІгрЬ мА 1506 1992 2450 2945 3470 3900 4420 4855 5386 1гр2 мА 2842 3752 4623 5554 6547 7362 8340 9160 10170 ф2 кт =——1 - гр 1 1,887 1,884 1,887 1,886 1,887 1,888 1,887 1,887 1,888 Статистическая обработка результатов измерения, представленных в таблице 4.1, позволила получить среднее значение множителя тока и его среднеквадратичное отклонение: kIcp = 1,887; СКО = 0,0013. Таким образом, погрешность формирования греющего тока 8 0,07 %. Поскольку все рассчитанные выше погрешности не коррелируют между собой, то результирующее СКО (в относительных единицах) будет равно СКО = д/б АЦП+Зквант + Зт+З? = 1%.
При этом наибольший вклад вносит погрешность, обусловленная нелинейностью функции преобразования АЦП (5Ацп = 0,8 %) и погрешность измерения температуры перехода, обусловленная временной задержкой на ожидание окончания переходных электрических процессов (5т = 0,6 %). Другие составляющие погрешности пренебрежимо малы. Если принять, что погрешность измерения равна утроенному значению средеквадратичного отклонения (интервал «три сигма»), то погрешность измерения теплового сопротивления с помощью прибора составляет 8S = 3 %.
В последнее десятилетие за рубежом получили развитие средства измерения теплофизических параметров полупроводниковых приборов, содержащих один или несколько /»-я-переходов, которые реализованы на основе стандарта JESD51-1 [98]. Суть этого стандартного метода состоит в том, что на прибор подается ступенька греющей мощности заданной величины и измеряется временной отклик на это воздействие - температура объекта измерения. Для измерения временной зависимости температуры объекта в процессе его разогрева периодически на короткое время (до нескольких десятков микросекунд) греющая мощность отключается и измеряется ТЧП - падение напряжения на одном из /»- -переходов при малом прямом токе. Этот метод реализован в измерительной установке TSSter - Thermal Transient Tester [112], являющемся за рубежом наиболее известным инструментом для измерения теплового сопротивления светодиодов.
