Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Анализ методов и средств совершенствования аналого-цифровых преобразователей 11
1.1 Общие сведения 11
1.2 Анализ современного уровня исследований и разработок ИАЦП с сигма-дельта модуляторами 19
1.3 Анализ цифровых фильтров-дециматоров, применяемых в ИАЦП с сигма-дельта модуляторами 35
1.4 Анализ схемотехнических решений нормирующих усилителей по минимаксному критерию амплитуды внутренних шумов элементов схемы 40
1.5 Основные результаты и выводы по первой главе 52
ГЛАВА 2. Анализ методических и инструментальных погрешностей -АЦП 55
2.1 Общие сведения 55
2.2 Анализ переходных процессов в способах интегрирующего аналого-цифрового преобразования на основе широтно-импульсной модуляции 56
2.3 Синтез математических моделей для численного анализа погрешности квантования сигма-дельта преобразователя 62
2.4 Оценка характеристик используемых PSpice-моделей основных функциональных узлов -АЦП 82
2.5 Анализ инструментальных погрешностей нормирующих усилителей с помощью средств имитационного моделирования 89
2.6 Анализ влияния основных инструментальных погрешностей на формирование АРФ 94
2.7 Основные результаты и выводы по второй главе 99
ГЛАВА 3. Разработка способов -модуляции, обеспечивающих снижение погрешности квантования 103
3.1 Формулировка целей разработки 103
3.2 Способ передискретизации сигнала в -АЦП на непрерывных интеграторах 105
3.3 Разработка алгоритмов управления длительностью частных циклов преобразования 111
3.4 Разработка способа -модуляции оптимального по длительности переходного процесса 125
3.5 Разработка способа -модуляции с регулируемыми в процессе преобразования пороговыми напряжениями 137
3.6 Основные результаты и выводы по третьей главе 145
ГЛАВА 4. Разработка технических решений, обеспечивающих реализацию метода весового интегрирования для уменьшения влияния внешних и внутренних помех 147
4.1 Общие сведения 147
4.2 Программа численного синтеза и анализа АЧХ преобразователей с весовым интегрированием 148
4.3 Разработка нормирующих усилителей с непрерывной коррекцией напряжения смещения 157
4.4 Схемотехническая реализация знакопеременных ВФ 164
4.5 Схема непрерывно-дискретного интегратора, реализующая ВФ с коэффициентами «+1» и «–1» 167
4.6 Основные результаты и выводы по четвертой главе 172
Заключение 174
Список литературы 176
- Анализ современного уровня исследований и разработок ИАЦП с сигма-дельта модуляторами
- Синтез математических моделей для численного анализа погрешности квантования сигма-дельта преобразователя
- Разработка алгоритмов управления длительностью частных циклов преобразования
- Программа численного синтеза и анализа АЧХ преобразователей с весовым интегрированием
Введение к работе
Актуальность темы. В настоящее время в области высокоточных преобразований широко применяются интегрирующие аналого-цифровые преобразователи (ИАЦП), использующие способы сигма-дельта () модуляции. Такие преобразователи имеют уникальную совокупность метрологических характеристик: интегральная нелинейность функции преобразования менее 0,001 %, коэффициент подавления внешних и внутренних помех не менее 100 дБ, разрешение в 20–22 двоичных разрядов и т.д. Эти характеристики позволяют разрабатывать унифицированные средства измерений параметров изделий ответственного назначения, где количество измеряемых параметров может составлять тысячи единиц для одного объекта, а общий динамический диапазон измеряемых величин достигает 120 дБ.
Способ -модуляции является зарубежной разработкой и первоначально был реализован по схеме с непрерывным интегратором, компаратором, источником опорного напряжения и простейшим цифровым фильтром. Указанная схема имеет минимально возможное значение интегральной нелинейности и максимально возможное значение шума квантования. Направление совершенствования этого способа в основном предусматривало уменьшение шумов квантования. В результате компаратор был заменен аналого-цифровым преобразователем (АЦП), источник опорного напряжения реализован на многоразрядном цифроаналоговом преобразователе (ЦАП), интеграторы реализованы на переключаемых конденсаторах с частотой передискретизации в десятки мегагерц и применена более сложная цифровая обработка. Для реализации на одном кристалле такой сложной аналого-цифровой схемы применяют передовые технологические процессы производства. Существующие в России технологии не позволяют получить аналогичные результаты.
Важно отметить, что элементы теории и практики интегрирующих преобразователей в нашей стране разработаны научными коллективами под руководством Л. И. Волгина, В. С. Гутникова, Э. И. Гитиса, В. Ю. Кнеллера, В. Г. Кнорринга, Е. А. Ломтева, П. В. Новицкого, П. П. Орнатского, Ю. М. Туза, Б. В. Чувыкина, Э. К. Шахова, В. М. Шляндина
Применение существующих теоретических наработок позволяет реализовать прецизионный -преобразователь на базе однобитного модулятора в рамках имеющихся технологий. Для этого необходимо решить ряд теоретических проблем, связанных с особенностями способов -модуляции и сложностью их математического описания.
Цель и задачи исследования. Цель работы состоит в совершенствовании способа -преобразования на непрерывных интеграторах, направленного на минимизацию шумов квантования, и разработке технических решений, обеспечивающих реализацию метода весового интегрирования для уменьшения влияния внешних и внутренних помех.
Для достижения поставленной цели сформулированы задачи исследования, предусматривающие:
-
Проведение анализа известных методов и способов совершенствования -АЦП, их методических и инструментальных погрешностей с учетом влияния параметров каждого функционального блока канала преобразования на конечный результат.
-
Синтез математических моделей, описывающих процесс распределения значений погрешности квантования во временной области с шагом, равным длительности одного кванта с учетом параметров элементной базы.
-
Разработку способов -модуляции, обеспечивающих снижение погрешности квантования.
-
Разработку схем нормирующих усилителей с непрерывной коррекцией собственных шумов операционных усилителей, обеспечивающих реализацию весовых коэффициентов интегрирующего преобразования для прецизионных ИАЦП.
Методы исследования базируются на использовании положений теории интегрирующего и сигма-дельта аналого-цифрового преобразований, а также теории цифровой обработки и спектрального анализа сигналов. При исследовании применены элементы численного анализа и математической обработки результатов экспериментов. Разработка математических и имитационных моделей проводилась в среде MATLAB и САПР OrCAD.
Научная новизна работы:
-
Синтезированы математические модели -АЦП, отличающиеся возможностью расчета значения погрешности квантования с шагом, равным длительности одного кванта с учетом параметров элементной базы, что позволило определить необходимость реализации коэффициентов весового интегрирования в пределах общего цикла преобразования в аналоговом виде.
-
Разработан способ передискретизации сигнала в -АЦП на непрерывных интеграторах, отличающийся использованием раздельной синхронизации аналоговой и цифровой частей -модулятора, что позволило понизить уровень шумов квантования без использования интегратора на переключаемых конденсаторах.
-
Разработан способ -модуляции на основе широтно-импульсной модуляции (T-модуляция), отличающийся введением второй дополнительной развертывающей функции, что сократило длительность реакции на импульсное воздействие до длительности одного частного цикла преобразования.
-
Разработан способ -модуляции, отличающийся стабилизацией длительности частных циклов преобразования за счет регулируемых в процессе преобразования пороговых напряжений, формируемых малоразрядным ЦАП, что обеспечивает локальный минимум методической погрешности от краевых эффектов.
-
Разработаны схемы нормирующих усилителей, отличающиеся непрерывной коррекцией собственных шумов без применения коммутацион-
ных элементов, что обеспечивает формирование коэффициентов весового интегрирования с погрешностью, не превышающей 0,001 %. Практическая значимость результатов:
-
Разработан способ реализации передискретизации, позволяющий повысить частоту передискретизации в -модуляторе на непрерывных интеграторах до 100 раз, без применения интеграторов на переключаемых конденсаторах, что обеспечивает пропорциональное снижение методической погрешности и сокращение высокочастотных импульсных помех в схеме.
-
Разработан алгоритм управления длительностью частных циклов преобразования, не требующий применения многоразрядного ЦАП и обеспечивающий снижение в два раза числа коммутаций опорного напряжения.
-
Разработаны схемы нормирующих усилителей, обеспечивающие подавление внутренних шумов операционных усилителей до ошибки ста-тизма (для операционного усилителя AD795 для входного напряжения ± 1В изменение выходного напряжения не превышает ± 10 мкВ в диапазоне от минус 20 до +80 C).
-
Разработана программа расчета погрешности преобразования в зависимости от вида весовой функции, погрешности задания весовых коэффициентов и номера отсчета в серии последовательно полученных результатов, предоставляющая пользователю удобный инструмент проектирования весовых функций во временной области и результаты проектирования в частотной области в виде амплитудно-фазовой характеристики (АФХ).
На защиту выносятся:
-
Математические модели -АЦП, отличающиеся возможностью расчета значения погрешности квантования с шагом, равным длительности одного кванта с учетом параметров элементной базы.
-
Способ передискретизации сигнала в -АЦП на непрерывных интеграторах, отличающийся использованием раздельной синхронизации аналоговой и цифровой частей -модулятора, что позволило понизить уровень шумов квантования без использования интегратора на переключаемых конденсаторах.
-
Способ -модуляции на основе широтно-импульсной модуляции (T-модуляция), отличающийся введением второй дополнительной развертывающей функции, что сократило длительность реакции на импульсное воздействие до длительности одного частного цикла преобразования.
-
Способ -модуляции, отличающийся стабилизацией длительности частных циклов преобразования за счет регулируемых в процессе преобразования пороговых напряжений, что обеспечивает локальный минимум методической погрешности от краевых эффектов.
-
Схемы нормирующих усилителей, отличающиеся непрерывной коррекцией собственных шумов без применения коммутационных элементов, что обеспечивает формирование коэффициентов весового интегрирования с погрешностью, не превышающей 0,001 %.
Реализация результатов работы. Материалы диссертационной работы использованы при выполнении ОКР «Диагностика-ПГТА» и составной части ОКР «Сэндвич- Т ПГТА» по договору с ОАО «НИИ Физических измерений» (г. Пенза). Результаты диссертационной работы также использованы при разработке прецизионных измерительных приборов «ОМ» и «ОМ2902» в ОАО «НИИ Электронно-механических приборов» (г. Пенза), что позволило снизить их себестоимость за счет уменьшения количества дорогостоящих зарубежных комплектующих, а также снизить трудоемкость их изготовления за счет упрощения примененных схемотехнических решений.
Апробация работы. Основные положения и результаты диссертационной работы обсуждены на следующих научно-технических конференциях: Международной научно-технической конференции «Современные информационные технологии» (Пенза, 2010–2014); Межрегиональной научной конференции студентов, аспирантов и молодых ученых «Актуальные проблемы науки и образования» (Пенза, 2010–2011); Ежегодном международном симпозиуме «Надежность и качество» (Пенза, 2014).
Публикации. По теме диссертационной работы опубликовано 26 печатных работ, из них 5 публикаций в журналах, рекомендованных ВАК. Получен патент РФ № 2457617 «Способ интегрирующего аналого-цифрового преобразования напряжения».
Структура и объем диссертации. Работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы, содержащего 125 наименований, 5 приложений. Диссертация изложена на 190 страницах текста и содержит 99 рисунков, 20 таблиц.
Анализ современного уровня исследований и разработок ИАЦП с сигма-дельта модуляторами
В настоящее время известно большое число различных способов ИАЦП, классифицируемых по виду промежуточного сигнала (частота, интервал времени, относительный интервал времени и т.д.), характеру уравновешивания во времени (одновременное или разновременное интегрирование входной и опорной величин) и другим признакам [1].
Наиболее изученными и проработанными на сегодняшний день являются способы интегрирующего двухтактного и многотактного преобразования [1-5]. Построенные на их основе ИАЦП на протяжении 30 лет серийно выпускались как в нашей стране, так и за рубежом. Однако данные способы осуществляют разновременное преобразование входной и опорной величин, то есть с пропусками информации о входной величине, что ограничивает область их применения. Кроме того, по метрологическим характеристикам они уступают известным способам с одновременным преобразованием входной и опорной величин.
Интегрирующие АЦП на базе частотно-импульсной модуляции (ЧИМ), известные также как преобразователи напряжения в частоту (ПНЧ), отличаются высокой экономичностью, малыми габаритными размерами на кристалле, отсутствием пропусков информации. Они нашли широкое применение в системах телеметрии, так как легко устанавливаются непосредственно на объекте контроля и могут связываться с измерителем частоты по телеметрическому каналу связи. Линейность серийно выпускаемых микросхем данных ИАЦП доходит до 16 двоичных разрядов [2, 3].
Известны способы ИАЦП с ШИМ преобразованием [3, 6] и с преобразованием в относительный интервал времени [1]. Данные способы достаточно хорошо проработаны теоретически, но не нашли практического применения при создании высокоточных СИ (с разрешением 20 и более бит). В любом из возможных подклассов ИАЦП можно выделить два основных этапа преобразования: входной величины в промежуточный параметр и промежуточного параметра в выходной код. Первый этап преобразования реализуется модулятором, а второй устройством цифровой обработки. Вид промежуточного параметра определяет особенности формирования результата [1, 7, 8].
В настоящее время в высокоточных измерительных системах применяются -АЦП. Разрядность серийно выпускаемых -АЦП доходит до 24 бит, при этом в последние годы на рынке появляются устройства с заявленной разрядностью в 32 бита [9].
Основные концепции -преобразования были развиты в лабораториях Белла в 1950-х годах. Однако серийное производство -АЦП было освоено только в 1990-е годы, в связи с широким распространением цифровых процессоров на КМОП-структурах, позволивших реализовать цифровой фильтр, используемый для формирования результата преобразования, в интегральном исполнении [10-13]. Интересное описание истории развития -преобразователей приведено в работе [2].
Несмотря на широкое применение -АЦП, для их классификации используют различные признаки. В работе [14] автор относит -АЦП к разновидности ЧИМ преобразования, в работах [15, 16] применяют термин «модуляция плотностью импульсов», а в работе [10] указывается, что «выполняется модуляция в относительное значение той части общего времени преобразования, в течение которой на выходе модулятора присутствует единичный уровень». В монографии [3] -преобразование определяют, как импульсно-разностную модуляцию.
Известными отечественными работами, посвященными развитию теории и методам построения -АЦП, являются разработки, выполненные в научной школе, возглавляемой д.т.н. профессором Гутниковым В.С., в частности, работы Каулио В.В. [17] вносят существенный вклад в развитие цифровых фильтров в составе -АЦП. Также известен ряд диссертаций (Лаврентьев М.В. – 2005г.; Добровольский О.А. – 2005г.; Самонов А.А. – 2005г.; Теленков М.В. – 2004г.), направленных на развитие определенных аспектов преобразования [18-21]. Кроме того, можно отметить статьи Тихонова Э.П. [22, 23].
В 2006 – 2007 годах д.т.н. профессором Э.К. Шаховым с соавторами опубликована серия статей [10-13], в которых проведена наиболее полная и детальная проработка концепций -АЦП, основанная на системном анализе практически всех существующих на тот момент отечественных и зарубежных публикаций, в том числе монографий У. Кестера [2], многие работы которого посвящены популяризации -АЦП. В настоящее время работы по развитию теории и практики построения ИАЦП продолжают научные коллективы под руководством его учеников д.т.н. профессора Чувыкина Б.В. и д.т.н. профессора Михеева М.Ю. В частности известны: монография Ашанина В.Н., диссертации Балыковой А.Ю., Тер-Аракеляна Р.Г., Куца А.В. [3, 24-27].
В работах [10, 11, 13] указывается, что -АЦП представляет собой сугубо нелинейную замкнутую непрерывно-дискретную систему. Нелинейность системы затрудняет решение проблем устойчивости и исследования движения системы аналитическими методами. Поэтому при исследованиях прибегают либо к линеаризации, либо к компьютерному моделированию, либо к натурным экспериментам. Поскольку исторически дельта-модуляция [28] была впервые предложена в технике связи, то в качестве оценки точности преобразования используется такой критерий, как отношение сигнал/шум (SNR) – отношение среднеквадратического значения входного сигнала к среднеквадратическому значению шума квантования. В теории -преобразования шум квантования определяется как разница между истинным значением входной величины и ближайшим уровнем квантования.
Синтез математических моделей для численного анализа погрешности квантования сигма-дельта преобразователя
Наиболее близкими к способу -преобразования являются способы интегрирующего аналого-цифрового преобразования на основе широтно-импульсной модуляции с выходной величиной в виде абсолютного и относительного значения интервала времени. Отметим, что оба способа характеризуются наличием переходного процесса [1, 6, 90, 91].
В способе ИАЦП в относительный интервал времени АРФ формируется поочередным интегрированием суммы или разности входного Ux и опорного U0 напряжений. Смена полярности опорного напряжения выполняется в моменты времени соответствующие началу очередного такта синхронизации, при условии, что на предыдущем такте синхронизации АРФ пересекла положительный или отрицательный пороговый уровень, как показано на временной диаграмме на рисунке 2.1. Следует отметить, что в данном способе возможно реализовать смену полярностей непосредственно по пороговому напряжению, однако синхронизация используется во всех основных способах ИАЦП, и при указанной реализации также будет присутствовать в форме ограничения разрешающей способности сравнивающего устройства.
Очевидно, что для интервала преобразования Тп состоящего из N частных циклов преобразования необходимо обеспечивать временную стабильность пороговых напряжений, и выполнение условия равенства их модулей. Данные факторы существенно усложняют практическую реализацию описываемого способа.
В способе интегрирующего аналого-цифрового преобразования в относительный интервал времени погрешность квантования определяется длительностью такта синхронизации Т0 (пунктирные линии на рисунке 2.1). Если в интервал преобразования укладывается целое число частных циклов преобразования Тп = NTx, то имеет место только погрешность квантования. Если же данное условие не выполняется, возникает дополнительная методическая погрешность - погрешность от краевых эффектов.
Механизм формирования погрешности от краевых эффектов хорошо известен [1, 92-95]. Математическую модель, описывающую процесс формирования погрешности квантования, выведем в дальнейшем на примере -АЦП. В способе ИАЦП на основе ШИМ (T-АЦП [6]) с одним порогом осуществляется формирование двух АРФ – основной и дополнительной. Основная АРФ (R2(t) на рисунке 2.2) формируется интегрированием суммы входного напряжения с положительным или отрицательным опорным напряжением. Смена полярности опорного напряжения производится в моменты равенства АРФ и моменты начала такта синхронизации фиксированной длительности TЧ как показано на рисунке 2.2. Дополнительная АРФ (R1(t) на рисунке 2.2) формируется интегрированием суммы входного напряжения и опорного напряжения положительной полярности и вычитанием из положительного порогового напряжения текущего интегрального значения. Данная операция выполняется с момента времени, соответствующего началу каждого такта синхронизации фиксированной длительности TЧ. В момент времени, соответствующий равенству значений АРФ, значение дополнительной АРФ фиксируют равным значению положительного порогового напряжения до начала очередного такта синхронизации TЧ [6].
Временная диаграмма работы ИАЦП на основе ШИМ с одной дополнительной АРФ Структурная схема ИАЦП, показанная на рисунке 2.3, состоит из схемы нормирующего усилителя; основного Инт.1 и вспомогательного Инт.2 интеграторов; управляемого переключателя опорных напряжений, формируемых источником опорных напряжений (ИОН); компаратора К; операционного усилителя (ОУ); источника напряжения порогового уровня (Uп); генератора тактовых импульсов (ГТИ); устройства управления (УУ); управляемого ключа Кл и цифрового процессора (ЦП).
Структурная схема ИАЦП на основе ШИМ с одной дополнительной АРФ Входное напряжение Ux(t) непрерывно подается на основной и вспомогательный интеграторы. На вход вспомогательного интегратора также постоянно подается положительное опорное напряжение с ИОН. АРФ R2(t) формируется основным интегратором, а АРФ R1(t) – вспомогательным. Момент равенства развертывающих функций (т.А временной диаграммы на рисунке 2.2) фиксируется компаратором. По его срабатыванию, регистрируемому УУ, вспомогательный интегратор через ключ Кл охватывается обратной связью и значение развертывающей функции R1(t) становится равным пороговому напряжению Uп, до начала следующего такта преобразования TЧ. Полярность опорного напряжения U0 переключается УУ в начале каждого такта 7Ч, а также в моменты срабатывания компаратора. Длительность информативных интервалов времени 7"Ч вычисляется ЦП как разность интервалов времени (Т1[ї] и Т2[і]) интегрирования опорных напряжений положительной и отрицательной полярности в процессе формирования второй АРФ [6].
Основной недостаток данного способа заключается в наличии переходного процесса при изменении входного напряжения. В установившемся режиме Ux= const, значения UB[i] развертывающей функции R2(t) в точках B[/] равны, т.е. UB[i-1] = UB[i] и T1[i-1] = Т1Щ и Т2[і-1] = Т2[і]. Из уравнения для второй развертывающей функции R2(t): количество тактов преобразования фиксированной длительности, т - постоянная времени интеграторов. Переходной процесс на временных диаграммах сформирован подключением на вход устройства в случайный момент времени стандартного воздействия в виде скачка напряжения. Видно что точки А[0], А[1], А[2], А[3], определяющие момент переключения полярности опорного напряжения, т.е. длительность информативных интервалов времени меняют свое положение в каждом такте преобразования фиксированной длительности ТЧ. Длительность переходного процесса составляет два такта преобразования фиксированной длительности ТЧ. Таким образом, только в 3-м такте (т. А[3]) результат преобразования будет соответствовать входному напряжению.
Разработка алгоритмов управления длительностью частных циклов преобразования
Ранее отмечалось, что одно из направлений совершенствования -АЦП связано с увеличением частоты f0 передискретизации. Чем выше частота передискретизации, тем выше быстродействие -АЦП, при прочих равных условиях. Например, AD7195 при f0 = 4,92 МГц имеет частоту отсчетов 4,7 Гц для обеспечения 22,5 свободных от шума двоичных разрядов (это достигается введением коэффициента передискретизации равном 1064000). Понятно, что увеличение частоты передискретизации f0 (при неизменном значении коэффициента передискретизации) однозначно увеличивает быстродействие преобразователя или позволяет увеличить коэффициент передискретизации, то есть увеличить число свободных от шумов разрядов. Поэтому у современных преобразователей частоту передискретизации доводят почти до 30 МГц (ADS1218 – 19,2 МГц; ADS1278-EP – 27МГц).
Технически это достигается реализацией интегратора на переключаемых конденсаторах, работающих с частотой передискретизации. Такое решение неизбежно приводит к увеличению высокочастотных импульсных помех (см. рисунок 1.9). Минимизация их влияния на результат преобразования затруднена по следующим причинам. Во-первых, число переключений конденсаторов в течение интервала Tп преобразования зависит от значения входного сигнала. Во-вторых, импульсные помехи через НУ распространяются на вход -АЦП и попадают в линии связи и источник сигнала. Поэтому в параграфе 3.2 автором разработан способ передискретизации сигнала в -АЦП на непрерывных интеграторах, обеспечивающий высокую частоту передискретизации без применения переключаемых конденсаторов [113].
В известных -АЦП для снижения уровня шумов квантования используется многоразрядный ЦАП. При числе уровней квантования опорного напряжения больше 16, шумы квантования становятся близки к белому шуму [10-13]. Именно для этого случая разработаны математические модели, определяющие метрологические характеристики -АЦП.
При реализации 20 – 24 разрядных преобразователей необходимо обеспечивать «стыковку» разных уровней квантования опорного напряжения в соответствие с разрядностью АЦП. Поэтому в ЦАП используется метод скремблирования. В результате ЦАП становится по сложности соизмеримым с прямым трактом преобразования.
В параграфе 3.3, на основе результатов из предыдущего параграфа, автором разработаны алгоритмы управления длительностью частных циклов преобразования, которые для снижения уровня шумов квантования не требуют применения многоразрядного ЦАП, причем последний алгоритм дополнительно обеспечивает отклонение от нуля среднего значения АРФ в пределах одного кванта и снижение в два раза числа коммутаций опорного напряжения.
Во всех способах -преобразования общий результат вычисляется как сумма результатов за частные циклы. Поскольку длительность частного цикла преобразования зависит от значения выходного сигнала, а длительность интервала преобразования, за который формируется общий результат, выбирается из фиксированного ряда значений, возникают дополнительные погрешности. Одна составляющая погрешности формируется из-за зависимости числа коммутационных выбросов от значения входного сигнала (см. выше). Вторая составляющая зависит от разности значений АРФ в начале и конце интервала преобразования. В отечественной литературе её идентифицируют как погрешность от краевых эффектов, а в теории -преобразования относят к шумам квантования.
Известны способы интегрирующего аналого-цифрового преобразования на основе широтно-импульсной модуляции [1,6], в которых эти погрешности отсутствуют. Однако в этих способах присутствует переходной процесс при изменении значения входного сигнала. Поэтому в параграфе 3.4 автором разработан способ -модуляции на основе широтно-импульсной модуляции, обладающий минимальной длительностью переходного процесса равной длительности одного частного цикла преобразования.
Из выше сказанного вытекает следующая задача: разработать способ, объединяющий достоинства способов -преобразования и способов с широтно-импульсной модуляцией. В последнем параграфе автором разработан способ -модуляции [114], в котором для стабилизации длительности частных циклов преобразования, применяются дополнительные пороговые напряжения, формируемые малоразрядным ЦАП. Важно отметить, что требования к этому ЦАП существенно ниже, чем к аналогичному устройству, формирующему сетку опорных напряжений. Он может быть реализован по классической схеме без применения метода скремблирования.
Для обеспечения высокой частоты дискретизации в классе -АЦП на непрерывных интеграторах предлагается использовать две частоты пере дискретизации: первая (F0 = 1/Г0) определяется быстродействием аналоговой части -АЦП, вторая (/0 F0) - быстродействием цифровой части. В этом случае развертывающая функция должна формироваться следующим образом: подключение положительного/отрицательного опорного напряжения синхронизируется тактами фиксированной длительности Т0, а подключение отрицательного/положительного - дополнительными тактами фиксированной длительности t0 = Т0/1, где / = 2, 3, … - целое число и t0 = 1/f0. Такое решение возможно, поскольку компаратор имеет быстродействие примерно на один-два десятичных порядка больше, чем интегратор. Соответствующая АРФ -АЦП приведена на рисунке 3.1.
Программа численного синтеза и анализа АЧХ преобразователей с весовым интегрированием
Отдельно следует отметить схему инвертирующего НУ на рисунке 4.11. Кроме указанного назначения в качестве НУ для входных сигналов, более перспективным видится её применение в качестве простого и эффективного средства формирования опорного напряжения отрицательной полярности.
Введение резисторов в схемы НУ опять приводит к ограничению по точности задания коэффициентов усиления (коэффициентов СВФ) [124]. Поэтому для формирования весовых коэффициентов СВФ на входе -АЦП автором предлагается использовать набор схем повторителей. То есть для получения коэффициента равного G необходимо просуммировать G выходов параллельно включенных повторителей (рисунок 4.12).
Избыточность структуры при современной плотности изготовления элементов микросхем на кристалле можно считать приемлемой при G 10. Очевидно, что такое количество повторителей позволит реализовать весьма широкий набор СВФ с целочисленными коэффициентами [124].
Рассмотрим пример реализации СВФ «1 3 3 1» (рисунок 4.13). Пусть в виду технологического разброса параметров ОУ коэффициенты передачи трех используемых повторителей равны 1,1; 0,9 и 1. Тогда для формирования весового коэффициента «1» необходимо поочередно задействовать все повторители структуры.
Реализации СВФ «1 3 3 1» предложенной структурой Таким образом, в предложенной структуре при задании целочисленных коэффициентов СВФ необходимо обеспечивать равномерное использование всех повторителей. В данном примере каждый коэффициент передачи повторителей участвует в формировании СВФ восемь раз. При формировании СВФ вида «1 2 1» каждый коэффициент передачи повторителей участвует четыре раза. Таким образом, среднее значение коэффициентов СВФ неизменно при обеспечении стабильности каждого значения.
Натурные испытания проводились на базе лаборатории «Физико химических исследований и инноваций» ОАО «НИИ Электронно механических приборов». Паспортные данные использованного оборудования приведены .
Цель испытаний заключалась в подтверждении результатов, полученных в ходе имитационного моделирования в САПР OrCAD, для предложенной схемы повторителя на двух ОУ, обеспечивающей снижение напряжения смещения до уровня, определяемого неидентичностью характеристик используемых ОУ.
В ходе испытаний использовались 10 микросхем ОУ AD795 Analog Devices. На первом этапе, были измерены значения собственного напряжения смещения каждой микросхемы. Измерения проводились по схеме повторителя. По результатам измерений были отобраны два ОУ с наиболее близкими значениями напряжения смещения.
На втором этапе, на основе отобранных микросхем ОУ, реализована предложенная схема повторителя, и измерено значение её напряжения смещения, при различных входных напряжениях. Исследования проводились на сигналах малого уровня (входные напряжения задавались в диапазоне от 0 до 0,1 В, с шагом 0,02 В).
Значение напряжения смещения измерялось мультиметром АВМ-4306 в режиме максимального разрешения: диапазон 120мВ, разрешение 1мкВ, абсолютная погрешность измерения ± 0,012% измеренной величины, 2 измерения/с. Степень подавления помех общего вида (несбалансированный импеданс 1кОм), переменный ток 50Гц ± 0,1% и постоянный ток более 90дБ.
Напряжения питания (± 18В) задавались с помощью аналоговых источников питания АТН-1032. Пульсации источника по напряжению/току составляют соответственно 0,2мВ (СКЗ) : 4мВ (пик-пик) / 2мА (СКЗ) : 10мА (пик-пик). Согласно паспортным данным микросхема AD795 обеспечивает коэффициент подавления пульсаций по питанию не менее 80дБ.
Входные напряжения задавались с помощью Калибратора напряжений П 327. Нестабильность напряжения калибратора 3х10-4 %/ч, а отношение сигнал/шум 0,25 107, что удовлетворяет поставленной задаче формирования входных напряжений.
При проведении испытаний, для обеспечения требуемой точности измерений, приняты следующие меры: 1. В ходе экспериментов каждая исследуемая схема размещалась на отдельной плате, и помещалась в «экран», представляющий собой алюминиевый короб прямоугольной формы. 2. В качестве соединительных проводов по питанию и заземлению использованы экранированные соединительные кабели марки МГТФЭ. Длина каждого проводника не превышала 15 см. 3. Входные и выходные контакты микросхем устанавливались на изоляторах, для устранения их контакта с платой, на которой размещалась схема. 4. Все линии заземления схемы разведены от одной точки, для устранения паразитных сигналов, которые могут возникать при подключении разных частей схемы к общему проводу заземления. Принятые меры позволили обеспечить снижение уровня шумов, обусловленных радиочастотными помехами, магнитной и емкостной связями, а также взаимными наводками цепей схемы (входными, выходными и линиями питания). Схема измерения приведена на рисунке 4.14. В таблице 4.1 приведен перечень её элементов.