Содержание к диссертации
Введение
1 Принципы построения излучающих структур на основе резонаторов бегущей волны . 11
1.1 Основные положения. 11
1.2 Многорезонаторная конструкция РБВ 15
2 Модель излучения структуры на РБВ . 24
2.1 Общие замечания 25
2.2 Расчет поля излучения структуры на РБВ, расположенной над экраном сложной формы 33
2.2.1 Случай поля ТМ-волн (ТМ т>) 39
2.2.2 ' Случай поля ТЕ-волн (ТЕ т>) 42
2.3 Распределение тока вдоль излучающего кольца структуры на РБВ 47
2.4 Зависимость распределения тока в кольце от системы питания 52
2.4.1 Система питания - индуктивные шлейфы 53
2.5 Влияние питающей системы на поле излучения кольца 59
2.6 Выводы 60
3 Многосвязанный мост на РБВ . 62
3.1 Анализ моста на РБВ с использованием матриц передачи. 63
3.2 Анализ моста на РБВ с использованием матриц рассеяния. 71
3.2.1 Матрица рассеяния питающего слоя 72
3.2.2 Матрица рассеяния резонансного кольца 75
3.2.3 Матрица рассеяния элементов связи 76
3.2.4 Решение задачи анализа 77
3.2.5 Упрощение решения и оценка поляризационных характеристик 78
3.3 Элементы связи моста 83
3.3.1 Ненаправленный элемент связи - общий случай 83
3.3.2 Емкостная и четвертьволновая связь... 89
3.3.3 Другие виды связи 91
3.4 Параметры моста на РВВ и теоретический расчет . 93
3.5 Выводы 99
4 Экспериментальные исследования излучательных структур на РБВ в составе антенных комплексов . 101
4.1 Общие замечания. 102
4.2 Экспериментальное исследование электро физических характеристик и конструкция облучателей на РБВ 104
4.3 Экспериментальное исследование поля излучения структур на РБВ 121
4.4 Выводы. 126
Заключение. 127
Литература 130
- Расчет поля излучения структуры на РБВ, расположенной над экраном сложной формы
- Зависимость распределения тока в кольце от системы питания
- Матрица рассеяния элементов связи
- Параметры моста на РВВ и теоретический расчет
Введение к работе
В настоящей работе приведены основные сведения по излучающим структурам на резонаторах бегущей волны (РБВ), являющимися результатами разработок кольцевых облучателей, проводимых в течении ряда лет на кафедре радиофизики, применительно, в основном, к задачам радиоастрономии и радиосвязи.
В настоящее время проявляется большой интерес к системам связи, в которых используются широкополосные сигналы как минимум двух поляризаций, а также многочастотные системы. Так, например, развитие систем сотовой связи привело к тому, что в настоящее время широко используются диапазоны как 800-900МГц так и 1800-1900МГц [1, 2]. Многие производители систем мобильной связи выпускают приемники и передатчики базовых и носимых станций, работающие в этих двух диапазонах [3, 4]. Очевидно, что хотя бы в мобильном комплекте антенна приемного комплекса должна работать в этих двух диапазонах частот. Более того, мобильный комплект должен обладать малыми весом и габаритами. Из соображений компактности, стоимости и непредсказуемости окружения, антенны мобильных комплексов не целесообразно усложнять. Антенны же базовых станций могут и должны удовлетворять жестким требованиям.
Разработки подобных антенн [5, б, 7, 8, 9] ведутся в направлении усовершенствования печатных антенн, расположенных на диэлектрической подложке с большой диэлектрической проницаемостью. Однако это приводит к неизбежному увеличению потерь и возрастанию уровня шумов приемника. Все это приводит к ухудшению качества связи.
Антенные комплексы базовых станций, в принципе, могут иметь как многочастотные, так и несколько одночастотных антенн. В настоящее
время используются как одночастотные [11, 12], так и многочастотные [10] антенные решетки. Применение антенных решеток обусловлено, в основном, необходимостью увеличения коэффициента усиления за счет сужения диаграммы направленности в вертикальной плоскости. Существуют также решения адаптивных систем связи, в которых применяются сканирующие антенные решетки [13, 14, 15].
Во всех случаях, в мобильных и базовых станциях, ввиду ограниченности объема первых и сложности конструкции вторых, применяются антенны линейной (как правило вертикальной) поляризации, что может привести к большим потерям, при которых связь становится невозможной [16, 19], в то время как использование антенн круговой; поляр из ации обеспечивает устойчивую связь. Более того, учитывая характер распространения радиоволн в городских условиях [17, 18], в некоторых случаях, антенны базовых станций могут иметь эллиптическую поляризацию, со степенью эллиптичности (отношение малой к большой полуоси эллипса) порядка 0.5 - 0.9;.
Антенны круговой поляризации в системах мобильной связи обеспечивают независимость ориентации (имеется ввиду поворот оси приемника относительно передатчика) респондента. Именно этой причиной объясняется применение антенн круговой поляризации в системах спутниковой связи [20, 21].
Очевидно, что в многочастотных системах, во избежание взаимного влияния одного диапазона на другой, требуется избежать их перекрытие [22]. Наличие нескольких диапазонов в системах спутниковой связи неизбежно влечет применение нескольких антенных комплексов различной конфигурации [23, 24]. Применение же нескольких антенных комплексов увеличивает стоимость аппаратуры в несколько раз.
Использование широкополосных антенн типа "Вивальди", волнового канала или логопериодических антенн не оправдано ввиду большого КСВ (>2) [25, 26, 27, 28, 29]. Улучшение согласования подобных антенн приводит к сужению их полосы пропускания, что недопустимо.
Особенно удобно применение широкополосных антенн в системах спутникового телевидения. Если возможно перекрыть несколько диапазонов от 4ГГц до 12ГГц (не обязательно непрерывно) одним
антенным комплексом, то стоимость приемной аппаратуры уменьшается в несколько раз. Заметим, что мощности вещательных спутников составляют примерно 60Вт, высота орбиты порядка 40000км. Поэтому
* чувствительность приемной аппаратуры должна быть высокой. По этой
причине вышеуказанные облучатели не целесообразно применять в
качестве облучателей зеркальных антенн.
Другим классом задач, в которых необходимо использование широкополосных антенн, являются задачи радиоастрономии. Поляризованное излучение часто встречается в радиоастрономии. Как правило источники синхротронного излучения имеют линейную поляризацию, а излучение активных областей Солнца и космических гидроксильных мазеров кругополяризовано. Степень эллиптичности излученного поля показывает степень ионизации источника [30].
В рефлекторных антеннах радиотелескопов в качестве первичных
облучателей используются рупорные антенны в сантиметровом
диапазоне длин волн и дипольные или спиральные - в дециметровом.
, Поэтому, ввиду узкополосности подобной приемной системы,
радиотелескоп работает в сравнительно узкой полосе частот (5 —
10%) и многие задачи, требующие наблюдения источников в широком
диапазоне сантиметровых-дециметровых волн приходится; решать
методом последовательных наблюдений со сменой облучателей и
приемников.
Очевидно, что в радиоастрономических системах; желательно
применять широкополосные антенны и вести наблюдения источника
сигнала одновременно по двум ортогональным поляризациям
(левой и правой круговым или двум ортогональным линейным).
Также необходимо обеспечить малый уровень потерь. Так,
антенны космического и наземного базирования (например проекта
РАДИОАСТРОН [31]) должны обеспечивать уровень КСВ лучше 1.2,
иметь высокий уровень поляризационной развязки, обеспечивать малые
потери (не более 1%) и быть не подвержены космической радиации.
Очевидно, что печатные антенны не подходят по нескольким причинам -
» многие диэлектрики разрушаются в космосе, не выдерживают низких
температур и т.д.
Для обеспечения максимальной чувствительности,
радиоастрономические приемные комплексы используют зеркальные антенны. Поэтому, важнейшим требованием широкополосной
(многодиапазонной) приемной системы является совмещение фазовых центров нескольких диапазонов или его стабилизация в широкополосном облучателе. Широкополосные антенны (логопериодические, спиральные, Вивальди) могут не иметь стабильного, а некоторые и вообще фазового центра как такового. В результате КИП зеркальной антенны падает.
^ В значительной степени от вышеуказанных недостатков свободны
излучающие структуры на основе резонатора бегущей волны (РБВ), идея которого предложена в [32]. Основными особенностями облучателей на РБВ являются:
обеспечение возможности одновременного приема (передачи) излучения на нескольких длинах волн путем совмещения фазовых центров нескольких облучателей,
наличие принципиальной возможности перекрытия широкого
* диапазона длин волн (до нескольких октав),
— широкая полоса частот одного частотного канала при малом уровне
і потерь,
— высокое качество поляризации в широкой полосе частот,
— низкие шумовые температуры.
На протяжении многих лет конструкция этих облучателей
существовала как результат эксперементальных исследований, не
имея четко сформулированного теоретического обоснования.
k Основой излучателя на резонаторе бегущей волны является
свернутая в кольцо линия, питаемая направленным ответвителем (НО). Линия выполняется излучающей, причем потерями в линии являются потери на излучение. Поляризация излученного поля является эллиптической, близкой к круговой, причем правой, при питании НО с одного входа и левой — при питании с другого. Такая конструкция имеет малый размер - диаметр излучающего кольца близок к ^ (А - длина волны). При необходимости реализации многоволновой системы, кольца
* различных частотных каналов (каждое со своим НО) вставляются друг
в друга.
Теоретические исследования кольцевых излучательных структур различными авторами опубликованы в ряде работ [43, 44, 45]. В них рассматривается антенна, питаемая ЭДС, включенная в разрыв рамки. В результате, излученное поле имеет линейную поляризацию. Система питания, предложенная в [32], в значительной степени отличается от предлагаеых в работах выше - питание излучающего элемента осуществляется либо направленным ответвителем, либо несколькими генераторами тока, подключенными к рамке. В результате поляризация
. излученного поля может быть как круговой (при питании НО с одного
входа) или линейной, при питании НО одновременно с двух входов.
Как показано ниже, подобный излучатель обеспечивает достаточную для многих задач широкополосность (от 1% до 20% при уровне потерь менее ОЛдБ), а также обеспечивает совмещение фазового центра многоволнового облучателя.
Настоящая работа основана на представлении резонатора бегущей волны [33] как излучательного элемента структуры. В ранних работах
4 [32, 59] по излучательным структурам на РБВ система питания
излучательного элемента не рассматривалась ввиду отсутствия
» четко сформировавшейся теоретической модели последней. В более
поздних работах [60] была разработана наиболее приемлемая конструкция для большинства применений и произведены более детальные экспериментальные исследования излучателей на РБВ. В настоящей работе приведено теоретическое обоснование полученных экспериментальных результатов, систематизирована математическая
fc модель системы питания излучающего элемента и описан общий метод
моделирования излучательных структур на РБВ.
Расчет поля излучения структуры на РБВ, расположенной над экраном сложной формы
Рассмотрим разрез излучающей структуры на РБВ, расположенной над экраном сложной формы (рис.2.5), представляющего собой аппроксимацию совмещенных антенн на РБВ (рис. 1.5). Решение будем искать в виде суперпозиции поперечно магнитных и поперечно электрических волн. Потенциалы UE, UH удовлетворяют3 уравнению Гельмгольца: граничным условиям и условию излучения на бесконечности: Применение метода разделения переменных для уравнения (2.8) приводит к следующим собственным решениям (сферическим гармоникам): где Zv(kr) - радиальная функция, удовлетворяющая дифференциальным уравнениям для сферических функций Бесселя, L(cos0) - присоединенная функция Лежандра. В рассматриваемом здесь случае возбуждения экрана кольцевым током бегущей волны индекс т в выражении (2.10), очевидно, должен быть целым, ввиду периодичности решений по азимутальной координате V?, с периодом 27Г. Лишь при целых т функции Ц {сов9) т являются однозначными функциями точки, т.е. не меняются при замене tp на р + 2тг. N, где N целое (это справедливо для сферических волн в свободном пространстве, где ip принимает любые значения, а 0 в тг). В рассматриваемом случае функциями L(cos0) следует считать присоединенные функции Лежандра первого рода i fcos в), остающиеся конечными при в = 0. Индекс v в случае конуса удобно выбирать таким образом, чтобы каждая сферическая гармоника удовлетворяла 3потенциалы Дебая UB, VH связаны с векторными потенциалами как граничным условиям на стенках экрана: В соответствии с выражениями (2.6) и 2.7), это приводит к следующим граничным условиям для U m и U m: При выборе радиальных функций Zv(kr) в (2.10) следует исходить из условия излучения на бесконечности, а также из конечности решения в нуле. Так, если рассматриваемая область включает г — со, но не включает г — 0, то единственно приемлемыми радиальными функциями будут сферические функции Ханкеля второго рода щ, (кг), удовлетворяющие условию излучения на бесконечности. Если же рассматриваемая область включает начало координат (г — 0), но не включает г — со, то в качестве радиальных функций следует выбирать сферические функции Бесселя первого рода J kr), остающиеся конечными в нуле. Известно, что сферические гармоники вида (2.10) с собственными числами Vi,i/it определяемые уравнениями (2.12), образуют полную систему ортогональных функций на сечении конуса г = const, т.е. при изменениях 9 от 0 до 9Q И р от 0 до 27г. Поэтому общее решение может быть представлено в виде ряда по этим гармоникам: или, с учетом (2.6) и (2.7), а также того, что полные поля равны сумме электрической и магнитной составляющих, получаем выражения для компонент искомого поля: Таким образом, задача свелась к отысканию коэффициентов А и Cv .. Разделим пространство на две части: область I - г г0, область II — Г Г0.
Удовлетворяя выражения (2.13) условиям излучения на бесконечности, во II области используем сферические функции Ханкеля второго рода: В области I, для случая конического экрана, имеем два независимых решения сферического уравнения Бесселя первого рода: Так как поля должны быть ограничены, то выбираем первое из вышеприведенных решений - Zv{kr) = Jv{kr). В случае же экрана сложной формы (см. рис.2.5 и [50]), функции Zv{kr) должны удовлетворять граничным условиям на поверхности сферы. В этом случае, приемлемыми радиальными функциями, которые удовлетворяют условиям (2.9), для ТЕ-волн будут функции вида: Для ТМ-волн: Для нахождения неизвестных коэффициентов в 2.14) и (2.15) воспользуемся леммой Лоренца во второй области, которая в общем виде для двух независимых полей одинаковой частоты, удовлетворяющих уравнениям Максвелла, выглядит как [50]: где S - поверхность, ограничивающая объем V, if - ее внешняя нормаль. Je, Jm - возбуждающие сторонние токи. Пусть поле Н\,Е\ будет искомым, определяемым из (2.14) и (2.15). В качестве поля Н , 2 используем одну моду искомого, соответствующую фиксированному т — — т. так как оба поля представляют собой уходящие волны порядка . Таким образом, интегралы по S аннулируются. Интегралы по $2 обращаются в ноль в силу граничных условий. Кроме того, в рассматриваемой модели 1Г = 1$ = 0, Iv = I0e?mip. Следовательно, уравнение (2.17) сокращается до: 2.2.1 Случай поля ТМ-волн (ТМ_т ). Его сферические составляющие во второй области есть: Здесь верхний индекс присоединенных функций Лежандра заменен на противоположный по знаку в силу ее четности относительно т. Подставим выражения (2.20) и (2.14,2.15) в (2.19), причем для компонент искомого поля используем радиальные функции Z„(kr) вида: правомерность чего вытекает из равенства решений на границе областей S0. При подстановке слагаемые с коэффициентами С т исчезают и (2.19) приводится к виду: Пусть Р (х) —у я Р${х) — t/ - два решения уравнения Лежандра, удовлетворяющие граничным условиям (2.9) Интегрируя обе части полученного уравнения по х от х0 до 1, получаем: Правая часть полученного выражения равна нулю при v ф v . При v — і/ получим: Подставляя найденные значения коэффициента А2 в выражение для потенциала Дебая UB, а затем в уравнения (2.20) для ТМ-волн, получаем значение компонент магнитного поля для ТМ-волн. При г — со, для сферических функций Ханкеля, известна следующая асимптотическая формула: С учетом этого в дальней зоне получаем (здесь и далее будем использовать выражения для компонент магнитного поля, которые в дальней зоне связаны с компонентами электрического поля посредством
Зависимость распределения тока в кольце от системы питания
В литературе [43, 46, 47], в качестве системы питания, принято рассматривать ЭДС, включенную в разрыв рамки кольца. Однако очевидно, что в этом случае, распределение тока в кольце аналогично распределению тока в короткозамкнутой длинной линии с потерями и переменным волновым сопротивлением. В такой линии не реализуется режим бегущей волны. Однако, режим бегущей волны может быть реализован путем включения нескольких ЭДС с фазами, при которых получается синфазное сложение волны вдоль кольца. Но включение ЭДС тяжело реализовать практически. Наиболее простой и часто реализуемый способ - подключение к кольцу нескольких, соответствующе сфазированных, эквивалентных генераторов тока. Как отмечалось ранее, в качестве эквивалентных генераторов тока могут выступать тонкие индуктивные шлейфы, подключенные к кольцу. В зависимости от тока шлейфов и точек их включения, можно реализовать как режим бегущей, так и режим стоячей волны. Также в качестве системы питания кольца могут выступать направленные ответвители (даже один) и емкости. Результат поведения всей системы РБВ при использовании этих типов питания кольца рассмотрено в следующей главе. Сейчас же остановимся на рассмотрении стороннего поля, созданного индуктивными шлейфами. В качестве стороннего поля примем поле, создаваемое питающими шлейфами: (рис. 2.9). Если известен ток каждого шлейфа и, его геометрические размеры, то можно вычислить Рис. 2.9: Эквивалентная касательную составляющую вектора конфигурация системы питания электрического поля, созданную кольца токами шлейфов. В реальной системе, поперечные размеры кольца гораздо больше поперечных размеров шлейфов. Значит, волновое сопротивление кольца много меньше волнового сопротивления шлейфов (подробно волновые сопротивления шлейфов рассмотрены в следующей главе). Рассмотрим эквивалентную схему кольца и одного подключенного шлейфа (рис. 2.10). Ток в каждом сечении шлейфа есть:
Поэтому предположим, что в питающем шлейфе реализуется режим стоячей волны. В этом случае на малой длине шлейфа амплитуда и фаза тока меняется незначительно. Подразумевая, что кольцо находится достаточно низко над экраном ( С А), пренебрежем изменением тока шлейфа вдоль оси Z и положим комплексную амплитуду тока каждого W Е R«W шлейфа равную h, где г - номер питающего шлейфа о h В цилиндрических координатах азимутальная составляющая электрического поля, создаваемая током Izdz, текущим по образующей цилиндра питающего шлейфа есть (см. приложение А): где г есть расстояние от точки, в которой питающего шлейфа, находится ток Izdz, до точки наблюдения, -jfer ф.= В данном случае точка наблюдения находится на кольце и где fi - азимутальная координата включения шлейфов. Положим (pi = 0,7г/2,7г,3тг/2(рис.2.9). Так как шлейфы расположены над бесконечным экраном, то, используя метод зеркальных изображений, уберем экран и дополним реальные шлейфы синфазными до общей длины h. Полное поле, создаваемое одним шлейфом есть: После очевидных преобразований (2.49) получаем: Применим преобразование Фурье к выражению в фигурных скобках (2.50). Очевидно, что это полученное ранее разложение (2.39). Учитывая то, что питающих шлейфов несколько, получаем полное стороннее поле в точке М{(р, г0,0) Изменим порядок суммирования в (2.51), тогда все, что встанет под знак суммы по п, есть гармоника стороннего поля - Еп Подставляя выражение для Еп в (2.46), получаем ток кольца: Рассчитанное таким образом распределение тока вдоль кольца, для случая четырех питающих шлейфов, расположенных вдоль кольца через 90 и имеющих прогрессивный фазовый сдвиг тока 90, приведено на рис.2.11. Зависимость отношения максимального тока кольца к току питающего шлейфа — Imax/Isup от высоты кольца над экраном показана на рис.2.12. Из этих рисунков видно, что при приближении кольца к экрану, амплитуда тока возрастает - резонатор становится более добротным. Однако это не означает, что увеличивается максимальная излученная мощность — отрицательный вклад в излучение дает зеркально изображенное кольцо. При удалении кольца от экрана амплитуда тока стремится к значению 47». Также из рис.2.11 видно, что фаза тока в кольце прогрессивно возрастает, а значит реализуется режим бегущей волны. В точках подключения питающих шлейфов ток терпит разрыв на величину тока шлейфа. При этом следует отметить, что величина этого разрыва не зависит от высоты кольца над экраном, что может быть также проиллюстрировано на основании первого закона Кирхгофа.
Матрица рассеяния элементов связи
Весь элемент связи [С] (рис.3.6) состоит из четырех парциальных элементов связи, каждый из которых может быть описан матрицей рассеяния [Sl], где і - номер элемента связи (считая сверху на рис.3.6). Тогда матрица рассеяния всего элемента связи выглядит как Итак, известны все парциальные матрицы элементов моста. Выражения для матриц рассеяния каскадного соединения многополюсников описаны в приложении В. Здесь же отметим, что эти выражения значительно упрощаются, так как большая часть парциальных матриц - нули. Далее, вернувшись к неразорванной конструкции, получаем многополюсник, описываемый матрицей рассеяния [S], для которого известны соотношения между падающими волнами на входах (рис.3.7). Поменяв местами вектор-столбец свободных членов и первый столбец матрицы, получаем новую систему уравнений относительно вектора [Хт] = [61,62,64,63,66,65,68,67,010,09,612,011,014,613,016,615], с вектором столбцом свободных членов [.В ] — [—$ц, —$21,..., —$16,1] и оно есть: Решение этой системы уравнений дает значения волн в питающем и излучающем кольце без дополнительных преобразований. Причем, для изучения полярюационных характеристик нужны значения волн &ю, 6g, &12,6ц,Ьі4,6із, біб, &і5, которые связаны с падающими соотношением (3.8). То есть известны волны в излучающем кольце, зная которые можно определить поляризационные характеристики. Очевидно, что для излучающего кольца параметр s в (3.7) удобнее всего выбрать нулевым. Рассмотрим падающие и отраженные волны в излучающем кольце (рис.3.8). Как показано в предыдущей главе, расп с вектором столбцом свободных членов [.В ] — [—$ц, —$21,..., —$16,1] и оно есть: Решение этой системы уравнений дает значения волн в питающем и излучающем кольце без дополнительных преобразований. Причем, для изучения полярюационных характеристик нужны значения волн &ю, 6g, &12,6ц,Ьі4,6із, біб, &і5, которые связаны с падающими соотношением (3.8). То есть известны волны в излучающем кольце, зная которые можно определить поляризационные характеристики. Очевидно, что для излучающего кольца параметр s в (3.7) удобнее всего выбрать нулевым. Рассмотрим падающие и отраженные волны в излучающем кольце (рис.3.8). Как показано в предыдущей главе, распределение тока в кольце 11 І5 представляет собой затухающую волну от шлейфа к шлейфу с прогрессирующей фазой. Ток в максимумах есть /» = (а» — h) = Ї (&І-І — ЬІ). В случае, показанном на рис.3.8, индекс і — 10,12,14,16. При реализации круговой поляризации очевидно, что /ю = I\2 = Іще? = /it e \ Для нахождения этих волн можно решить (3.10), однако, наиболее нагляден следующий метод. Вместо соединения входов-выходов с правой и левой части многополюсника (рис.3.7), подключим к выходам 9-16 (правая часть рис.3.7) идеальный пробник, а ко входам 3-8 (левая часть рис.3.7) соединитель с идеально согласованными нагрузками, показанные на рис.3.9. Ко входам 1 и 2 подключим отрезки линий нулевой длины. Тогда для левого парциального присоединенного элемента матрица п есть коэффициент отражения от входа моста. S22 есть коэффициент отражения от выхода моста. S\2 = S21 ввиду конструктивной симметрии моста на РБВ. При реализации круговой поляризации
Очевидно, это есть не что иное, как условие реализуемости круговой поляризации. Назовем это первым условием физической реализуемости кругополяризованного излучателя на РБВ. Допустим оно выполнено. Теперь рассмотрим простейший случай. Ввиду общности вышеописанного подхода, конструкция, описанная в Главе 1, может быть проанализирована способом, описанном в настоящей главе. То есть, рассмотрим многосвязанный мост на РБВ, который состоит только из одного резонаторного кольца (которое является также излучающим) и элемента связи - направленного ответвителя (рис.ЗЛО). Для простоты положим L\ = 0, и 1 2 дополняет кольцо до требуемой длины (с учетом длины НО). Т.е. параметр s в (3.7) есть ноль. Тогда очевидно, что 5із конструкции равен 5із элемента связи - направленного ответвителя. А он, как показано ранее, определяет АЧХ и энергетические соотношения всего излучателя в целом. Обобщая вышесказанное, можно заключить, что для нахождения АЧХ излучателя достаточно рассмотреть один из коэффициентов передачи, например .. Он, определяет условие полной передачи мощности от генератора излучающему кольцу - Sig2 = 1 — e 2aLl. Аналогично, это же условие должно выполняться для коэффициентов Si 1,1, 13,1, #15,1- Это второе условие физической реализуемости излучателя на РБВ (условие максимального КПД). Оценим требуемую вычислительную мощность. Решение (3.10) требует обращения матрицы 16 х 16. При этом необходимо учесть, что вычисление ределение тока в кольце 11 І5 представляет собой затухающую волну от шлейфа к шлейфу с прогрессирующей фазой. Ток в максимумах есть /» = (а» — h) = Ї (&І-І — ЬІ). В случае, показанном на рис.3.8, индекс і — 10,12,14,16. При реализации круговой поляризации очевидно, что /ю = I\2 = Іще? = /it e \ Для нахождения этих волн можно решить (3.10), однако, наиболее нагляден следующий метод. Вместо соединения входов-выходов с правой и левой части многополюсника (рис.3.7), подключим к выходам 9-16 (правая часть рис.3.7) идеальный пробник, а ко входам 3-8 (левая часть рис.3.7) соединитель с идеально согласованными нагрузками, показанные на рис.3.9. Ко входам 1 и 2 подключим отрезки линий нулевой длины. Тогда для левого парциального присоединенного элемента матрица п есть коэффициент отражения от входа моста. S22 есть коэффициент отражения от выхода моста. S\2 = S21 ввиду конструктивной симметрии моста на РБВ. При реализации круговой поляризации Очевидно, это есть не что иное, как условие реализуемости круговой поляризации. Назовем это первым условием физической реализуемости кругополяризованного излучателя на РБВ. Допустим оно выполнено. Теперь рассмотрим простейший случай. Ввиду общности вышеописанного подхода, конструкция, описанная в Главе 1, может быть проанализирована способом, описанном в настоящей главе. То есть, рассмотрим многосвязанный мост на РБВ, который состоит только из одного резонаторного кольца (которое является также излучающим) и элемента связи - направленного ответвителя (рис.ЗЛО). Для простоты положим L\ = 0, и 1 2 дополняет кольцо до требуемой длины (с учетом длины НО). Т.е. параметр s в (3.7) есть ноль. Тогда очевидно, что 5із конструкции равен 5із элемента связи - направленного ответвителя. А он, как показано ранее, определяет АЧХ и энергетические соотношения всего излучателя в целом. Обобщая вышесказанное, можно заключить, что для нахождения АЧХ излучателя достаточно рассмотреть один из коэффициентов передачи, например .. Он, определяет условие полной передачи мощности от генератора излучающему кольцу - Sig2 = 1 — e 2aLl. Аналогично, это же условие должно выполняться для коэффициентов Si 1,1, 13,1, #15,1- Это второе условие физической реализуемости излучателя на РБВ (условие максимального КПД). Оценим требуемую вычислительную мощность. Решение (3.10) требует обращения матрицы 16 х 16. При этом необходимо учесть, что вычисление матрицы рассеяния каскадного соединения двух
Параметры моста на РВВ и теоретический расчет
Определим критерии "синтеза" многосвязанного моста. В общем случае задачей синтеза является не синтез той или иной характеристики АЧХ излучателя, а нахождение параметров при которых удовлетворяются требования по полосе пропускания, эллиптичности и КСВ. Как правило, требуется синтезировать излучатель на РБВ круговой поляризации, с эллиптичностью не хуже 0.9, КСВ не хуже 1.2 и максимально широкой полосой пропускания по уровню 5гі2 (индексы конфигурации элементов матрицы рассеяния рис.3.6) порядка -17 - -20 дБ8. Здесь будем рассматривать только "двухэтажную" конструкцию моста на РБВ, содержащую питающую линию, "холостое" резонаторное кольцо и излучающее кольцо9. Расчет характеристик моста производится в следующем порядке: для начала определяется диапазон требуемых значений коэффициентов связи, после чего уточняются параметры методом последовательных приближений. Положим волновые сопротивления питающей линии и резонансных колец равными 50[Ом]. Волновое сопротивление излучающего кольца для начала выберем порядка 50[Ом] и. потери порядка 0.75 (что составляет примерно -115дБ/м на ЮГГц при высоте кольца над экраном порядка 0.1А). Тогда эквивалентный коэффициент передачи мощности от входа к излучающему кольцу (как описано в 3.2.5) должен составлять примерно 8=0.5. Общий коэффициент передачи мощности из плеча 1 в плечо 2 одного "этажа" моста можно определить как S/N, N - число этажей моста. Для двухэтажной конструкции с индуктивной связью возможный вид10 АЧХ по режекции, отражению и эллиптичности приведена на рис.3.15. В рассматриваемом случае, элементы связи расположены не один под другим, как показано на рис. 1.4.6, а со смещением А/8 - в шахматном порядке. Здесь хотелось бы заметить, что несущественным эффектом шахматного смещения является "стабилизация" (уравнивание) токов питающих шлейфов (точнее, их равенство, которое сохраняется в широком диапазоне изменений остальных параметров моста). Это не влияет на АЧХ моста в целом и практически не сказывается на излучательных характеристиках антенны по основной поляризации. Однако, этот эффект благоприятно сказывается на кросс-поляризационных характеристиках облучателя в целом - ДН по кросс-поляризации испытывает меньше флуктуации вдоль азимутальной оси.
Этот вопрос в настоящей работе подробно не исследуется. Коэффициент передачи мощности из одного плеча в другое верхнего моста есть 0.39й, нижнего - 0.425. Определим S[2 элемента, изображенного на рис.3.12. Он представляет собой четвертьволновый шлейф, включенный между линиями с волновым сопротивлением 25 Ом. В этом случае 5{2 есть для верхнего моста 0.23, для нижнего моста - 0.58 и 0-27. Отметим, что аргумент Sr12 должен быть равен —90. В общем случае, значения этих коэффициентов не важны для дальнейшего синтеза. Однако, для моделирования моста, где в качестве элементов связи применяются разорванные НО, они важны. Действительно, исследование такого элемента связи в составе моста затруднительно ввиду наличия большого количества изменяемых параметров, однако если он исследуется в составе элемента, изображенного на рис.3.12, то все становится проще. А именно, зная значения 5(2, необходимо подобрать конфигурацию элемента, изображенного на рис.3.12, после чего исследовать характеристики моста с заданными параметрами элемента связи. Как показано в [56], НО со связью вдоль широкой стороны полоска, ограниченный проводящими экранами с двух сторон, может быть рассчитан методом моментов. Приведем результаты расчетов элемента, изображенного на рис.3.12, для частоты ЮГТц, длине связи 3.75мм (одна восьмая длины волны) и волновыми сопротивлениями "питающих" линий 25 Ом - 1г = 1% = L,Wc = W,Wi = W2 = 50C1 Частотные зависимости S\2 при различных длинах шлейфов и их волновых сопротивлениях приведены на рис.3.16. Как видно из этих графиков, в принципе, достижимо любое разумное значение коэффициента связи на центральной частоте. Однако, так как этот коэффициент частотнозависим, то следует ожидать сужения рабочей полосы всего облучателя в целом. Заметим также, что волновые сопротивления 100-200 Ом полосковой линии, выполненной на ФАФ толщиной 1мм достигаются при ширине проводника порядка 0.054).2 5 мм, что технологически не всегда достижимо. Несмотря на все вышесказанное, при таких элементах связи, приемлемых характеристик удается достичь12 только в мосте с одним резонаторным кольцом в очень узкой полосе частот. АЧХ такого моста на РБВ с подобными элементами связи изображена на рис.3.17. Заметим,
