Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Система спектрометрии временных задержек. Теоретические предпосылки и аппаратная реализация 27
1.1. Принцип спектрометрии временных задержек 27
1.2. Аппаратная реализация измерительного комплекса СВЗ 34
1.3. Точностные характеристики систем СВЗ 45
1.4. Выводы 46
Глава 2. Методы повышения точности измерения временных интервалов методом спектрометрии временных задержек 48
2.1. Влияние аддитивного гауссовского шума на точность измерения задержек методом СВЗ 48
2.2. Оптимизация частотного диапазона зондирующего сигнала при спектрометрии временных задержек 63
2.3. Метод «вилочных» отсчётов при обработке результатов измерений методом СВЗ 72
2.4. Выводы 86
Глава 3. Анализ возможностей улучшения методов обработки и хранения результатов измерений при СВЗ 88
3.1. Усовершенствование методов определения положения спектрального пика 88
3.2. Разработка метода компактного хранения сигналов при СВЗ 108
3.3. Выводы 116
Глава 4. Калибровка и оценка погрешностей радиоэлектронных блоков информационно-измерительного комплекса СВЗ 118
4.1. Пути улучшения характеристик измерительной системы СВЗ с низкой частотой оцифровки 118
4.2. Поверка измерительной системы СВЗ 131
4.3. Выводы 138
Заключение 139
Список литературы 143
Приложение I .156
- Аппаратная реализация измерительного комплекса СВЗ
- Оптимизация частотного диапазона зондирующего сигнала при спектрометрии временных задержек
- Усовершенствование методов определения положения спектрального пика
- Пути улучшения характеристик измерительной системы СВЗ с низкой частотой оцифровки
Введение к работе
Актуальность работы
Наличие многочисленных каналов распространения сигнала между излучателем и приёмником приводит к существенному искажению результатов измерений. Для акустических измерений в условиях многолучевого распространения широкое применение нашли методы временной селекции, основанные на использовании сигналов с высокой сложностью (широкополосные сигналы) и согласованной фильтрации. Одним из таких методов является метод спектрометрии временных задержек (СВЗ).
Принудительное задание точного взаимного положения корреспондентов в гидроакустических измерениях зачастую просто невозможно. Альтернативой является точное измерение направлений и дистанций. Направление обычно измеряется по разности времён распространения между несколькими корреспондентами, при этом требования к точности многократно возрастают. Существующие гидроакустические системы подводной навигации чаще всего не обеспечивают требуемую точность. Необходимо отметить, что при реализации систем позиционирования в реальном времени, повышаются требования и к скорости обработки. Измерение времени распространения необходимо и в других областях радиофизики: измерение диаграмм направленностей фазированньж антенньж решёток, методы акустической томографии океана и так далее.
Таким образом, актуальной является задача точного и быстрого измерения задержек распространения сигнала методом СВЗ.
Цель и задачи работы
Цель работы - решение проблемы повышения точности акустических измерений методом спектрометрии временньж задержек (СВЗ).
В соответствии с поставленной целью решались следующие задачи:
-
Оценка влияния гауссовского аддитивного шума на точность измерения задержек методом СВЗ и поиск оптимальных параметров измерений и обработки, обеспечивающих минимальную ошибку измерения задержек.
-
Исследование возможностей увеличения скорости обработки результатов измерений системы СВЗ. Синтез новьж алгоритмов определения задержек, оптимизированных с точки зрения времени вычислений.
-
Синтез метода компактного хранения результатов измерений.
4. Разработка алгоритмов автоматической калибровки и метрологической аттестации (поверки) измерительной системы СВЗ.
Методы исследования:
Для решения поставленных в работе задач используются методы радиофизических измерений, акустики, математической статистики, теории вероятностей, статистической радиофизики, радиотехники и статистического моделирования на ЭВМ.
Научная новизна работы
-
Предложены методы, позволяющие сократить время вычислений частоты модулированного радиоимпульса при цифровой обработке: метод уточнения по Котельникову (МУК), метод быстрого вычисления положения «вилочного» отсчёта, метод полиномиальной узкополосной деконво-люции (ПУДК).
-
Исследовано влияние гауссовского аддитивного шума на точность измерения задержек при СВЗ для метода уточнения по Котельникову и метода «вилочных» отсчётов. Предложен и экспериментально проверен метод выбора оптимального частотного диапазона, обеспечивающего минимальную ошибку измерения задержек при СВЗ.
-
Разработан и испытан метод компактного хранения сигналов при спектрометрии временных задержек, реализующий, так называемое, кодирование без потерь и представляющий собой использование изменяемого в зависимости от сигнала сжатия по квантованию.
-
Синтезирована цифровая реализация измерительной системы СВЗ и проведена экспериментальная оценка её характеристик: скорости и точности вычислений. Достигнута высокая предельная пороговая чувствительность по дистанции (доли миллиметра). Предложена методика поверки высокоточной измерительной системы СВЗ.
Теоретическая и практическая значимость работы Теоретическая значимость заключается в оценке влияния аддитивного шума на точность измерения задержек методом СВЗ и синтезе новых алгоритмов обработки измерительной информации.
Полученные в диссертации результаты могут быть использованы для усовершенствования алгоритмов обработки результатов измерений систем СВЗ, при решении задач позиционирования в гидроакустических измерениях, при измерении уровней жидкости и разделов фаз, при косвенных из-
мерениях температуры и влажности на основании измерения скорости звука.
Работа проводилась в рамках подготовки диссертации по согласованному плану на кафедре радиотехники Нижегородского государственного университета им. Н. И. Лобачевского, выполнения ряда госбюджетных и хоздоговорных НИР, выполнения научно-технической программы «Инновационная деятельность высшей школы», подпрограммы «Инновационные научно-технические проекты по приоритетным направлениям науки и техники» (2004 г.).
Вклад автора
Личное участие автора в полученных результатах следующее:
Разработан ряд методов, позволяющих сократить время обработки результатов измерений системы СВЗ: метод уточнения по Котельникову, полиномиальной узкополосной деконволюции, метод быстрого вычисления положения «вилочного» отсчёта.
Исследовано влияние гауссовского аддитивного шума на точность измерения задержек при СВЗ для метода уточнения по Котельникову и для метода «вилочных» отсчётов.
Разработан метод поиска оптимальных параметров измерений системы СВЗ. На основании предложенного метода оценена максимальная точность цифровой измерительной системы СВЗ.
Предложено использовать метод «вилочного» отсчёта для повышения точности измерений системы СВЗ, и разработан метод вычисления оптимальной ширины «вилочного» интервала.
Обоснованы метод компактного хранения сигналов при спектрометрии временных задержек.
Синтезирован алгоритмы автоматической калибровки опорного генератора и блока обработки в измерительной системе СВЗ с низкой частотой оцифровки (СВЗ НЧО), разработанной коллективом авторов.
Участие в разработке (создании) системы СВЗ НЧО и реализации алгоритмов программного управления и обработки измерительной системы СВЗ с высокой частотой оцифровки (СВЗ ВЧО).
Разработано программное обеспечение для методики поверки системы СВЗ.
Апробация результатов работы и публикации
Результаты диссертационной работы представлялись на 6-ой Нижегородской сессии молодьж учёньж ("Голубая Ока", 2001), 6-й и 7-й научньж конференциях по радиофизике (Н. Новгород, ННГУ, радиофизический факультет, 2002-2003 гг.), международной научно-технической конференции и российской школе молодьж учёньж и специалистов «Системные проблемы надёжности, качества, информационных и электронньж технологий (Инноватика 2004)» (Россия, г. Сочи, 2004 г.).
По результатам работы опубликованы 5 статей в рецензируемых журналах, 6 работ в материалах научньж конференций, 12 отчётов по НИР и ОКР. Получены сертификаты Государственного комитета Российской Федерации по стандартизации и метрологии об утверждении типа средства измерения уровня жидкости «СЛОЙ» RU.C.29.011.A № 8460 и стенда испытательного КЕЦП.441465.001 RU.E.34.011.A. № 6667.
На защиту выносятся следующие результаты:
-
Методы, позволяющие сократить время обработки результатов измерений системы СВЗ: метод уточнения по Котельникову, полиномиальной узкополосной деконволюции, метод быстрого вычисления положения «вилочного» отсчёта.
-
Оценка влияния гауссовского аддитивного шума на точность измерения задержек при СВЗ для метода уточнения по Котельникову и для метода «вилочных» отсчётов.
-
Алгоритм выбора оптимального частотного диапазона, обеспечивающего минимальную ошибку измерения задержек при СВЗ.
-
Метод компактного хранения сигналов при спектрометрии временных задержек.
Структура и объём работы
Диссертация состоит из Введения, четырёх Глав и Заключения. Объём диссертации составляет 169 стр., в том числе 151 основного текста. Список литературы содержит ПО наименований.
Аппаратная реализация измерительного комплекса СВЗ
Цифровой синтезатор частоты управляется контроллером и строится по принципу цифрового формирования кода фазы текущего сигнала.
Непосредственное формирование кода фазы ЛЧМ сигнала осуществляется цифровым сумматором-накопителем. Накопитель выполнен на основе полных комбинационных сумматоров и регистров памяти. На входы сумматора поступают двоичный код Ai.,.A„ и двоичный код Bi...Bn с выхода регистра. В результате на выходе сумматора получается двоичный код, который равен сумме кодов А и В. С приходом очередного тактового импульса на регистр эта сумма передается на входы В и является слагаемым для следующего суммирования. Меняя код частоты К, можно изменить значение частоты выходного сигнала.
Линейное изменение частоты выходного сигнала можно получить, меняя линейно значение кода на входе накопителя. Это осуществляет двоичный счетчик с предварительной установкой. Скорость перестройки частоты, то есть крутизна свипа ЛЧМ сигнала определяется частотой следования импульсов на входе «+1» счетчика 1. Эту последовательность импульсов формирует сумматор-накопитель 1. По принципу действия и по схемному решению он аналогичен сумматору-накопителю 2 и отличатся от него только разрядностью (сумматор-накопитель 1-И 6-разрядный, сумматор-накопитель 2- 28-разрядный).
Для получения синусоидального сигнала к выходу сумматора-накопителя 2 подключается постоянное запоминающее устройство ПЗУ, в котором записан код синусоидального сигнала и с помощью которого происходит преобразование двоичного кода фазы в двоичный код амплитуды. Дальнейшее преобразование кода амплитуды в синусоидальное напряжение осуществляется с помощью цифро-аналогового преобразователя АЦП. Аналоговый сигнал поступает на ФНЧ для устранения шумов квантования. Регулировка амплитуды аналогового сигнала осуществляется регулируемым выходным усилителем.
С помощью регистров крутизны и начальной частоты производится установка кодов К на входах сумматоров-накопителей 1 и 2. Регистры управления и устройство запуска генератора позволяют осуществлять сброс, начальную установку и управление включением соответствующих блоков генератора. Установку необходимых параметров и связь с пультовым блоком осуществляет устройство управления (ПЭВМ). До запуска ГЛЧМ устройство управления производит установку всех необходимых для работы генератора параметров и выдает сигнал на запуск.
Интерфейс ISA шины генераторов включает в себя логику сопряжения платы ведущего и опорного генераторов с персональным компьютером. Интерфейс состоит из дешифратора адреса портов ввода/вывода, управляющих регистров. Назначение интерфейса состоит в обеспечении программного управления генераторами, передачи им параметров и управляющих команд.
Блок обработки (БО) служит для преобразования сигналов согласно алгоритму спектрометрии временных задержек: перемножения сигнала с приёмника на опорный сигнал с последующим выделением низкочастотной составляющей. В БО происходит усиление, гетеродинирование, фильтрация и усиление выходного сигнала. Усиление входного сигнала и повторное усиление после гетеродинирования применены для получения оптимальных уровней сигналов на входе гетеродина и аналого-цифрового преобразователя. Структурная схема БО приведена на рис. 1.6.
БО включает в себя входной регулируемый усилитель перемножителя, перемножитель, фильтр нижних частот перемножителя, программно управляемый коммутатор входа АЦП, входной усилитель АЦП, аналогово-цифровой преобразователь.
Входной сигнал проходит через управляемый усилитель. Переключение коэффициента усиления осуществляется устройством управления (ПЭВМ). Сигнал усиленный входным усилителем перемножителя, поступает на один из входов аналогового перемножителя, на другой вход которого поступает усиленный до необходимой величины опорный сигнал. С выхода перемножителя сигнал подается на фильтр нижних частот (подавляющий сигнал суммарной частоты), откуда поступает на управляемый входной усилитель АЦП. Сюда же поступает сигнал со входа БО. С выхода входного усилителя АЦП один из сигналов поступает на вход АЦП и далее в ПЭВМ для дальнейшей обработки. Коммутация сигналов (сигнала с входа БО и сигнала с выхода перемножителя) осуществляется с помощью программно управляемого коммутатора входа АЦП.
Оптимизация частотного диапазона зондирующего сигнала при спектрометрии временных задержек
Каждая из полученных АФВЗ умножается на использующееся при реальных измерениях временное окно W{i) (в данном случае окно Хеннин-га). Дискретное преобразование Фурье от полученной функции F[lg(t) W(t)\ представляет собой отдельный спектральный пик («приход») сигнала РЧ, смещённый в область низких частот.
Из функции \F[Ig(f)- Щ\ численно находится значение её второй производной \Abs\. Для обеспечения высокой точности вычисления \АЬ , дискретная функция \F[lg{f) Щ\ интерполируется по Котельникову.
Полученная численно (из АФЧХ, представленной на рис. 2.8) зависимость \Abs{AF)\, нормированная на максимальное значение, приведена на рис. 2.10. Функция R(AF) нормированная на минимальное значение, изображена на рис. 2.11.
Существует стандартный метод оценки полосы пропускания тракта, в соответствии с которым девиация выбирается таким образом, чтобы крайние точки АЧХ тракта на отрезке [/о,, fo+AF\ были меньше максимума АЧХ на 3 дБ. Для АЧХ, приведённой на рис. 2.8, девиация, выбранная стандартным методом, составила 15877 Гц. Данной девиации соответствует значение функции i?(AF)=1.62 (см. рис. 2.11). Следовательно, точность измерения задержки при стандартном методе выбора полосы частот зондирующего сигнала в 1.62 раза ниже максимально возможного значения, і
Границы оптимальной полосы частот тракта, обеспечивающей минимальную ошибку измерения задержек, обозначены на рис. 2.8 прямьши вертикальными линиями. Общее время вычисления оптимальных параметров ЛЧМ сигнала (оптимального диапазона частот (AF, f0)) по известной АФЧХ тракта для 80 расчётных точек составило 148.3 с.
Проверка производилась с помощью измерительного СВЗ ВЧО комплекса, представляющего собой персональный компьютер с платой ЦАП/АЦП фирмы «Инструментальные системы». Программно сгенерированный ЛЧМ сигнал длиной 16777216 отсчётов с ЦАП (частота квантования сигнала 12 МГц) проходит через ФНЧ 2-го порядка с частотой среза 1 МГц. После фильтра сигнал поступает на усилитель мощности и далее на акустический ультразвуковой пьезокерамический излучатель, погружённый в небольшой бассейн размером 1.5 х 1.5 х 1.5 м. В качестве согласующего слоя на излучателе и приёмнике используется эпоксидная смола. Приёмник и излучатель расположены друг напротив друга у противоположных стенок бассейна. Зондирующий сигнал с задержкой порядка 1 мс поступает на приёмник. С приёмника сигнал поступает на усилитель и далее на АЦП. Частота квантования принимаемого сигнала 1.5 МГц. Число отсчётов принятого оцифрованного сигнала N=2097152. Длительность сигнала во всех измерениях 7 =1.398 с. АФЧХ реального тракта представлена на рис. 2.8. В соответствии с описанной в предыдущем пункте процедурой были получены 80 различных частотных диапазонов [fo,,f0+AF\. В каждом частотном диапазоне производились 100 измерений задержки распространения. Описание метода вычисления задержек при СВЗ измерениях можно найти в [42]. Требуемая девиация достигалась за счёт изменения к (скорости перестройки частоты). Для каждой серии из 100 измерений были вычислены: СКО задержки распространения, значение второй производной спектра сигнала РЧ в районе На основании значений сгдг полученных из спектра сигнала РЧ (по той области спектра, в которой отсутствует полезный сигнал) и формулы (2.21), были вычислены теоретические значения СКО задержек распространения. На рис. 2.13 приводятся теоретические и экспериментальные СКО дистанций, полученные как сгт-С, где 01482 м/с - скорость звука в воде при 20С. Из рисунков видно, что результаты эксперимента хорошо совпадают с теоретической кривой, вычисленной по формуле (2.21). Большие колебания ст» относительно теоретической кривой на рис. 2.13 объясняются малым числом измерений (100 измерений) для получения каждой из точек. Длительность одного измерения 10.5 с. Общее время измерений составило 23 часа 20 минут. Дня проведения сравнительной оценки точности СВЗ НЧО и ВЧО систем аналогичный эксперимент был проведён с помощью СВЗ ЫЧО комплекса «СЛОЙ». Результаты эксперимента приводятся на рис. 2.14. По оси ординат экспериментальные СКО дистанций в микронах. Следует отметить, что АФЧХ тракта в этом эксперименте несколько отличается от АФЧХ тракта использованного в эксперименте с СВЗ НЧО системой (использовалась другая пара приёмник - излучатель, поэтому формы кривых на рис. 2.13 и рис. 2.14 немного различаются. Точность измерения задержек в данном эксперименте «3.5-10 с или »5мкм.
Усовершенствование методов определения положения спектрального пика
Умножение аналитического сигнала на комплексную экспоненту не вносит изменений в амплитуду сигнала (рис, 3.1), но дает возможность изменения его частоты на заранее заданную величину:
Таким образом, меняя частоту сигнала можно подобрать такое значение (р(-я q ті), при котором обеспечивается целое число периодов на интервале наблюдения сигнала. Критерием является максимизация амплитуды самого большого бина в спектре. То есть, можно добиться уменьшения энергии боковых лепестков и сужения спектрального пика. При повороте фазы на 2л; равносильном умножению сигнала на еіг", огибающая спектра, не меняя своей формы, смещается на один бин вправо, а при повороте на -2я происходит смещение на один бин влево. Поэтому, зная, какую часть от 2ж составляет угол поворота фазы для получения максимального значения амплитуды центрального бина прихода, можно узнать, насколько смещена действительная частота относительно этого бина, и вычислить точное значение частоты, соответствующей рассматриваемому спектральному максимуму. Таким образом, основная проблема использования метода домноже-ния сигнала на комплексную экспоненту сводится к вопросу о способе нахождения зависимости максимального уровня как функции угла доворота
В простейшем случае (непосредственный расчет) весь диапазон возможных значений р (от -ж до ж ) делится на и частей. Используется пошаговый алгоритм перебора значений функции А(ф) и из массива полученных данных выбирается максимальное значение. Точность данного метода увеличивается при увеличении п, однако данный подход чрезвычайно неэффективен из-за большого количества вычислений (программа должна п раз выполнить операцию получения реализации корректирующего вектора, операцию перемножения векторов, операцию преобразования Фурье и операцию нахождения спектрального максимума).
Возможен также следующий подход (табличный метод): по усредненной по нескольким измерениям форме спектра в области максимума рассчитывается таблица значений аргумента р и соответствующего ему значения целевой функции Л. Целевая функция выбирается из расчета однозначного соответствия комбинации амплитуд бина максимума и двух соседних с ним бин величине аргумента q . Эта операция выполняется один раз до начала работы программы. В процессе выполнения измерений после получения ЭВЗ программа рассчитывает значение функции в области максимума и, определяя по таблице ближайшее значение целевой функции, находит р. Данный метод имеет существенные ограничения, связанные с предположением о неизменности формы максимума во времени и возможности существования обратимой зависимости комбинации амплитуд бин в районе спектрального максимума от угла поворота q .
При использовании метода дихотомии число вычислений сокращается, однако этот метод также не обладает производительностью, достаточной для применения в реальных условиях. Оптимальным с точки зрения точности и эффективности является, в данном случае, метод нелинейной оптимизации [98, 99], позволяющий осуществить нахождение минимума целевой функции Ct{ p) = в диа пазоне аргумента -тг ф ж. Данный подход использует предположение о параболическом характере поведения интенсивности спектральной компоненты А,(ф) в бине максимума і на диапазоне возможных изменений аргумента $?. Реализация этого метода представляет собой комплекс нескольких алгоритмов одномерной оптимизации (метод параболической интерполяции и метод золотого сечения), автоматически выбираемых в зависимости от значений аргумента и целевой функции для более быстрого и более точного решения. в) Модифицированный метод уточнения спектрального максимума поворотом фазы [97] В методе уточнения «поворотом фазы» вычисление целевой функции (вычисление вектора «поворачивающей функции», перемножение с исходным сигналом, преобразование Фурье, вычисление максимума) происходит над всем массивом отсчетов. Вместе с тем, только локальная область спектра (как правило, ±16 бин в районе максимума) несет в себе информацию о рассматриваемом канале распространения. Поэтому представляется возможным оперировать с аналитическим сигналом (рис. 3.2) существенно меньшей длины, соответствующей границам рассматриваемого прихода (изображением прихода во временной области). Как показывают результаты сравнения методов, уменьшение базы сигнала, таким образом, не влияет на ошибку вычисления положения максимума. Выигрыш по эффективности (количеству операций, необходимых для получения результата) определяется как отношение полной (например, 2048 отсчетов) и укороченной (например, 32 отсчета) базы и составляет 32-128 раз. Полный комплекс вычислений по данному методу требует около 20-5-40 мс, в зависимости от числа итераций оптимизационной функции (обычно 10-=-20). Половину этого времени занимают вычисления смещённого спектра сигнала - умножение на комплексную экспоненту и быстрое преобразование Фурье. Данный метод не так быстр, как метод УПДК, но он позволяет получить высокую точность оценки частоты узкополосного сигнала для тракта с произвольной АФЧХ.
Сравнение описанных выше методов производилось на испытательном стенде КЕЦП.441465.001 [100]. Из сравнения этих методов в работе [97] показано, что модифицированный метод уточнения спектрального максимума поворотом фазы (модифицированный метод домножения на комплексную экспоненту (ММДКЭ)) является в этой группе лучшим методом уточнения положения спектральных максимумов с точки зрения достигаемой точности, производительности и нетребовательности к форме уточняемого максимума. Тем не менее, при реализации системы реального времени для многоканальных измерений быстродействие метода ММДКЭ может оказаться недостаточным. В связи с этим нами предлагаются новые методы вычисления точной частоты узкополосного сигнала.
Пути улучшения характеристик измерительной системы СВЗ с низкой частотой оцифровки
Создать устройство с высокой точностью, соответствующее требуемым техническим характеристикам, довольно сложно и дорого (например, изготовить серию качественных фильтров с идентичными характеристиками или прецизионный генератор сигналов). В то же время, возможности реализации тех или иных алгоритмов для решения задач акустики во многом определяются качеством используемых измерительных средств. Часто параметры прибора имеют произвольные, в некотором разумном диапазоне, значения, которые могут изменяться во времени. Представляется логичным там, где это возможно и необходимо, выполнять коррекцию таких «произвольных» параметров.
В качестве примера реализации подобных корректировок будет описан измерительный комплекс «Лира», разработанный с участием автора в Инженерном центре по производству товаров народного потребления НГТУ (ИЦ ТНП НГТУ). Создатели комплекса отказались от попыток точного обеспечения некоторых заданных свойств прибора в пользу измерения этих параметров и их автокалибровки.
Все управление комплексом осуществляется программно. Кроме удобств проведения измерений и постановки экспериментов в автоматическом режиме программное управление предоставляет возможность автоматической корректировки параметров комплекса. В связи с этим был разработай алгоритм и создан набор программ автоматической калибровки и коррекции радиоэлектронных блоков комплекса.
Существует две возможности улучшения характеристик данной системы. Первый - поиск так называемых «узких мест», блоков определяющих характеристики всей системы, и замена их на более совершенные, например, увеличение разрядности ЦАП, увеличение размера и разрядности ПЗУ, содержащего таблицу синуса, и так далее. Второй - программная коррекция параметров системы там, где это возможно. Естественно, оба способа не являются взаимоисключающими.
Ниже приводится список блоков, доступных для программной коррекции: - входной усилитель АЦП; - ФНЧ генератора; - выходной усилитель генератора; - ФНЧ перемножителя; - входной усилитель перемножителя. С точки зрения получения диаграммы направленности излучателя важно качество исполнения каждого из этих узлов, так как их характеристики непосредственно влияют на точность оценки амплитуды сигнала на выходе генератора, амплитуды сигнала на входе БО и частотного коэффициента передачи тракта. Цель калибровки системы «Лира» заключается в измерении и контроле точных значений коэффициентов передачи основных элементов, входящих в тракт обработки сигнала. Ниже приводится описание общей схемы проведения калибровки измерительной системы. На первом этапе используется внешний прецизионный генератор. С его помощью снимается характеристика входного усилителя АЦП. После этого можно получить точное значение напряжения сигнала на входе БО. Далее весь процесс калибровки идёт в автоматическом режиме. На следующем шаге снимается частотный коэффициент передачи ФНЧ генератора и характеристика выходного усилителя генератора. После выполнения этих шагов появляется возможность вычислить точное значение амплитуды сигнала на выходе генератора. Далее калибруется ФНЧ перемножителя и входной усилитель перемножителя. Полученные характеристики узлов измерительной системы хранятся в виде таблиц или полиномов и используются для коррекции параметров измерений и полученных в процессе измерений сигналов. Подробное описание процесса калибровки можно найти в приложении I. а) Калибровка прецизионного генератора и оценка её точности На первых этапах калибровки используется прецизионный генератор (ПГ) гармонических сигналов, имеющий регулировку амплитуды выходного сигнала. С помощью АЦП, получаем таблицу реального усиления ПГ. Экспериментально было установлено, что линейному изменению напряжения на входе БО соответствует линейное изменение напряжения на входе АЦП. Погрешность коэффициента усиления ПГ (см. приложение I): АКА =0.0014 дБ. Заметим, что колебания коэффициентов усиления обусловлены исключительно нестабильностью амплитуды генератора? и оценки реального усиления ПГ могут быть получены со сколь угодно высокой точностью путем увеличения числа усредняемых значений. На основании полученной погрешности можно сделать вывод о том, что использование для ПГ калибровочной таблицы имеет смысл, если необходимо калибровать «Входной усилитель АЦП» точнее 0.1 дБ.
