Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Анализ нелинейных эффектов, расчет и измерений характеристик ЭМС МШУ на биполярном транзисторе с гетеропереходом 24
1.1. Анализ формирования нелинейных эффектов третьего порядка в МШУнаНВТ 25
1.2. Расчет параметров эквивалентной схемы нелинейной модели НВТ с помощью модели Гуммеля — Пуна 32
1.3. Моделирование и экспериментальное измерение ЭМС характери стик МШУ 37
1.3.1. Схемы МШУ на биполярном транзисторе с гетеропереходом, линейные характеристики 38
1.3.2. Характеристики блокирования и компрессии МШУ 43
1.3.3. Интермодуляционные характеристики МШУ 50
1.3.4. Выбор оптимальной по интермодуляционным характери стикам схемы смещения транзистора МШУ 57
Глава 2. Уменьшение интермодуляционных искажений в перестраиваемых полосовых фильтрах 61
2.1. Способы уменьшения интермодуляционных искажений 61
2.2. Результаты моделирования и эксперимента 64
2.3. Встречно-параллельные диоды в цепях управляющих напряже ний 69
Глава 3. Уменьшение интермодуляционных искажений во входном радиоприемном тракте 75
3.1. Минимизация интермодуляционных продуктов входного тракта радиоприемника 75
3.2. Смесители з
3.2.1. Балансный диодный смеситель 79
3.2.2. Двойной балансный диодный смеситель 83
3.2.3. Двойной балансный смеситель на полевых транзисторах 90
3.2.4. Активный смеситель на SiGe НВТ 93
3.3. Определение фазовых соотношений в тракте МШУ—смеситель...98
3.4. Оптимизация структуры входного тракта радиоприёмника 103
Глава 4. Автоматизированный измерительный комплекс 111
4.1. Измерение АЧХ, коэффициента усиления 111
4.2. Измерение характеристик блокирования и компрессии 116
4.3. Измерение интермодуляционных характеристик 118
4.4. Автоматизация измерений 122
Заключение 127
Библиографический список использованной литературы
- Расчет параметров эквивалентной схемы нелинейной модели НВТ с помощью модели Гуммеля — Пуна
- Результаты моделирования и эксперимента
- Двойной балансный диодный смеситель
- Измерение характеристик блокирования и компрессии
Введение к работе
Актуальность работы. Диссертационная работа посвящена анализу нелинейных эффектов в перестраиваемых полосовых фильтрах, малошумящих усилителях (МШУ), смесителях с учетом их взаимного влияния в радиоприемном тракте.
Проводимые в данной работе исследования непосредственно связаны с проблемами электромагнитной совместимости (ЭМС) и устойчивого функционирования радиоэлектронной аппаратуры в условиях помех. Резкое усложнение электромагнитной обстановки обусловлено постоянным возрастанием общего числа радиоэлектронных средств (РЭС), плотностью их размещения и загруженностью освоенных диапазонов, а также развитием средств радиоэлектронной борьбы. Это влечет за собой возрастание общего уровня электромагнитных помех. Если при этом учесть несовершенство технических характеристик РЭС и их сосредоточение на ограниченной территории, то проблема обеспечения электромагнитной совместимости становится особенно актуальной.
Решение проблем ЭМС РЭС может быт осуществлено путем снижения восприимчивости к помехам радиоприемных трактов. В этом случае важную роль играет совершенствование входных цепей радиоприемного устройства (РПУ). При этом актуальной задачей становится поиск оптимальных режимов работы элементов входного радиоприемного тракта РПУ для получения наилучших характеристик ЭМС.
В настоящее время во входных каскадах РПУ широкое применение находят биполярные транзисторы с гетеропереходом (Heterojunction Bipolar Transistor, НВТ). Они получили широкое распространение благодаря малости коэффициента шума, большого коэффициента усиления и высокой линейности. Эти транзисторы используются в схемах входных малошумящих усилителей (МШУ) и генераторов ВЧ и СВЧ диапазона. Характеристики МШУ зависят от режима работы транзистора. За счет оптимизации режима транзистора по постоянному току и согласования может быть достигнуто значительное увеличение порога восприимчивости усилителя к помехам.
Для обеспечения избирательности радиоприемного тракта в качестве пресе-лектора часто применяются перестраиваемые с помощью варикапов полосовые фильтры. Поскольку варикап обладает нелинейной зависимостью емкости от приложенного к нему напряжения, при появлении на входе фильтра нескольких сигналов на нелинейном элементе образуются различные комбинационные продукты. Особенно опасным является продукт интермодуляции третьего порядка на частоте 2- /і, так как он возникает при небольших мощностях помех на входе и попадает в полосу пропускания фильтра. Поэтому актуальной является задача уменьшения интермодуляционных искажений в перестраиваемых полосовых фильтрах.
Как правило, характеристики ЭМС МШУ и смесителей рассматривают раздельно, что не позволяет проводить совместную оптимизацию входного тракта МШУ-смеситель. При их совместном анализе и учете амплитудных и фазовых соотношений в тракте МШУ-смеситель появляется возможность увеличения верхней границы динамического диапазона РПУ по интермодуляции.
Для проверки рассчитанных и промоделированных характеристик и выявления особенностей практического использования полученных результатов необходимы экспериментальные измерения. Для получения характеристик ЭМС МШУ, смесителей, перестраиваемых фильтров необходимы измерения параметров в достаточно большом диапазоне частот, мощностей сигналов и помех, при различных режимах элементов по постоянному току. Поэтому актуальной является задача автоматизации процесса измерения характеристик ЭМС радиоприемного тракта и его элементов в отдельности.
Таким образом, практическая потребность в решении перечисленных задач определяет актуальность тематики данной диссертации.
Цель работы: исследование способов уменьшения интермодуляционных искажений в перестраиваемых полосовых фильтрах, МШУ, смесителях, а также расширение верхней границы динамического диапазона по интермодуляции радиоприемного тракта.
Основные задачи диссертации вытекают непосредственно из её целей:
проанализировать формирование нелинейных эффектов, возникающих в МШУ на НВТ, и определить параметры, от которых зависят нелинейные характеристики МШУ.
исследовать влияние режима транзистора по постоянному току и согласования на характеристики ЭМС МШУ на биполярном транзисторе с гетеропереходом.
проанализировать пути образования интермодуляционных продуктов в перестраиваемых полосовых фильтрах и исследовать различные способы уменьшения интермодуляционных искажений.
исследовать влияние мощности гетеродина на нелинейные характеристики различных типов смесителей, определить фазовые соотношения при преобразовании сигнала и при образовашш штермодуляциоиных составляющих третьего порядка.
определить оптимальные параметры радиоприемного тракта МШУ-смеситель с учетом фазовых соотношений при образовании интермодуляционных составляющих и взаимного влияния элементов тракта для улучшения его ЭМС характеристик.
разработать автоматизированный комплекс для измерения интермодуляционных характеристик входных каскадов радиоприемного тракта.
Методы проведения исследования. В работе использованы методы теории электрических цепей и сигналов, математического и компьютерного моделирования, численные методы расчета и анализа, математический аппарат функциональных рядов Вольтерра. Проведены экспериментальные исследования.
Достоверность результатов диссертации определяется корректным применением математических методов, соответствием выводов известным фундаментальным теоретическим представлениям, соответствием результатов моделирования полученным экспериментальным данным.
Научная новизна. 1. Показана возможность оптимизации режима работы и входного импеданса
МШУ на НВТ с точки зрения ЭМС.
-
Разработаны способы уменьшения интермодуляционных искажений в перестраиваемых полосовых фильтрах путем выбора оптимального диапазона изменения управляющего напряжения, а также с помощью встречно-последовательных пар варикапов и использования диодов в цепях управляющего напряжения.
-
Показана возможность компенсации интермодуляционных составляющих в тракте МШУ-смеситель с учетом выбора оптимального коэффициента передачи МШУ и мощности гетеродина смесителя.
-
Разработан автоматизированный комплекс для измерения интермодуляционных характеристик МШУ, перестраиваемых полосовых фильтров, смесителей, радиоприемного тракта МШУ-смеситель.
На защиту выносятся:
рекомендации по улучшению характеристик ЭМС МШУ на биполярном транзисторе с гетеропереходом за счет выбора его режима работы и согласования МШУ;
способы уменьшения интермодуляционных искажений в перестраиваемых полосовых фильтрах;
схемная реализация входного тракта радиоприемника, позволяющая увеличить верхнюю границу динамического диапазона по интермодуляции;
автоматизированный комплекс для измерения интермодуляционных характеристик радиоприемного тракта;
результаты измерения и расчета характеристик ЭМС МШУ, перестраиваемых полосовых фильтров и смесителей.
Практическая ценность работы. Полученные в работе результаты определяют подход по выбору режима работы по постоянному току и согласования входного импеданса МШУ на основе НВТ для улучшения его характеристик помехозащищенности.
Показанные способы уменьшения интермодуляционных искажений в перестраиваемых полосовых фильтрах позволяют выбрать необходимую схему включе-
ния варикапов и диапазон управляющих напряжений исходя из допустимых уровней интермодуляционных составляющих на выходе фильтра и увеличения количества элементов схемы фильтра.
Учет взаимного влияния каскадов радиоприемного тракта МШУ-смеситель при выборе параметров его элементов позволяет улучшить интермодуляционные характеристики за счет компенсации интермодуляционных составляющих.
Использование возможностей автоматизированного измерительного комплекса позволяет ускорить процесс измерения характеристик каскадов радиоприемного тракта, обработки и анализа полученных данных.
Прикладные задачи, решенные на основе разработанных подходов, представляют самостоятельный научный и практический интерес с точки зрения совершенствования РПУ при использовании их в сложной электромагнитной обстановке.
Внедрение научных результатов. Результаты диссертации используются в учебном и научно-исследовательском процессе кафедры электроники Воронежского государственного университета, а также в ряде серийно выпускаемых в «ОАО Концерне «Созвездие» приемовозбудителей с цифровой обработкой сигналов.
Личный вклад. Основные результаты по теме диссертации получены лично автором и опубликованы в соавторстве с научным руководителем Бобрешовым A.M. В совместных работах автору принадлежит конкретизация решения поставленных научным руководителем задач, построение и проведение экспериментальных исследований, анализ и интерпретация полученных результатов.
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы были представлены в виде докладов и обсуждались на: международной научно-технической конференции "Радиолокация, навигация и связь" (г. Воронеж, 2006, 2007, 2009, 2010); Российской научно-технической конференции по электромагнитной совместимости технических средств и электромагнитной безопасности (г. С.-Петербург, 2008); научной сессии Воронежского государственного университета (г. Воронеж, 2008, 2009).
Публикации. По теме диссертации опубликовано 9 печатных работ, 3 из которых в журналах, рекомендованных ВАК РФ для публикации результатов диссертационных работ.
Объем и структура диссертационной работы.
Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения и списка литературы, включающего 134 наименования. Объём диссертации составляет 143 страницы, включая 71 иллюстрацию.
Расчет параметров эквивалентной схемы нелинейной модели НВТ с помощью модели Гуммеля — Пуна
В соотношениях (1.11) учитывается интермодуляционный продукт, обусловленный собственно нелинейностью третьего порядка, и продукт, образующийся в результате смешения продуктов первого и второго порядков на нелинейности второго порядка. Видно, что эти продукты компенсируют друг друга, что отражается в знаке "-" в формулах для нахождения значений дополнительных источников тока. Таким образом, из выражений (1.10) — (1.12) видно, что кроме взаимной компенсации нелинейных токов, генерируемых в цепи базы и коллектора, уровень интермодуляционного продукта третьего порядка зависит как от соотношения между коэффициентами разложения нелинейных элементов эквивалентной схемы (зависящих в свою очередь от напряжения в рабочей точке UCa), так и от входного импеданса Zs. Следовательно, изменение режима работы транзистора и входного импеданса может привести к резкому ослаблению составляющей на частоте
Приведенный выше анализ для интермодуляционной составляющей на частоте 2сэх-(о2 будет справедлив и при рассмотрении других нелинейных эффектов третьего порядка, таких как блокирование и компрессия.
Найдем условие, при котором уровень интермодуляционного продукта третьего порядка достигает минимума. Для этого приравняем выражение (1.10) к нулю. Для расчета оптимизируем выражение (1.10) и введем некоторые упрощения. Так как транзистор работает в режиме насыщения, то токи коллектора 1к и базы 1б зависят только от напряжения база-эмиттер:
Емкость база-эмиттер является суммой диффузионной емкости и емкости обедненного слоя. Емкость обедненного слоя существенно меньше и слабее зависит от приложенного напряжения, поэтому будем считать ее постоянной [49]. Считая 1К »1б и, принимая времена пролета неосновных носителей в базе и пролета неосновных носителей в эмиттере равными гв = тЕ = т, получим: С =с Рё\Т Ц +ЛЙтт2 2VT бэ 6VT2 CrSU = PeS + U63+ Ul+Ct (1.17) Отсюда видно, что: Сы -far, Сйэ2 =&, Сб03 = J - (1.18) Подставляя выражения (1.11), (1.12) в (1.10), используя упрощения (1.13) - (1.18) и, приравнивая 1вЬ1хЛщ-ш2 к нулю, получим: A-VTl\ + j{2m, w2\Cf)KZs+Ct{Zs+R0)))=Q (1.19) отсюда: l-2A-VT = 0 (1.20) Как видно из (1.12), А - комплексная величина, следовательно, выражение (1-20) будет равно нулю, когда и реальная и мнимая его части будут равны нулю. Параметрами минимизации выберем первый коэффициент в разложении (1.1) для входной проводимости - g,, зависящий от напряжения в рабочей точке, и входной импеданс Zs.
Рассмотрим два варианта: 1) Пусть входная цепь согласована таким образом, что Z5(U , - У2) = 0, ZS(2OJ]) = Rs. Решая (1.20) относительно выбранных переменных получим: h-0R,gi -ip2Rlgl -2j3R3gfRs=0 \R,(CA+Cl)-2fm9gl{pL,gl+RtCM)-0R9glRACb+C,)=O 2) Входная цепь содержит только пассивные элементы, т.е. Zs(2сох) = Zi(a i-o)2) = Rs. Тогда (1.18) приводит к следующему выражению: 1- fgi -pR3g, -4№Л1 -2/?Ч2Яі2 -2R)gl =0 ,(Cfc +C,)-2fiLagl(Rlgl +0Rogl)-Rlgl(Cai +2Сбэ1 +C,)- (1.22) -№.R,gx(Cac+2Ceil+Cl)=0 Выражения (1.19), (1.20) будут справедливы и при расчете характеристики блокирования. Решение систем уравнений (1.21) и (1.22) позволяет найти условие, при котором нелинейные характеристики меняют свое поведение. Так, переход от антиблокирования к блокированию происходит, когда нелинейный продукт меняет фазу, т.е. либо действительная, либо мни 32 мая часть выражения (1.22) становится равной нулю. То есть, этот переход возможен для множества значений Rs. Минимум интермодуляционного продукта третьего порядка достигается лишь тогда, когда и действительная и мнимая часть в выражении (1.22) становятся равными нулю. Это приводит к единственному значению входного сопротивления R , которое необходимо найти при совместном решении уравнений (1.21) или (1.22).
Для моделирования характеристик ЭМС МШУ на SiGe НВТ BFP620 в пакете AWR Microwave Office 2008 использовалась модель Гуммеля - Пуна [61, 83], поскольку она является наиболее распространенной моделью НВТ, и производители транзисторов в сопроводительной документации приводят параметры именно этой модели [87]. Преимуществом данной модели является то, что она адекватно описывает работу транзистора в широком диапазоне токов, имеет точную и однозначную методику определения параметров и удобна для схемотехнического проектирования [84-86]. Рассмотрим соотношения для расчета параметров эквивалентной схемы нелинейной модели НВТ с помощью модели Гуммеля — Пуна.
В основе модели лежит модифицированное уравнение управления зарядом Молла - Росса, в соответствии с которым полный ток через транзистор определяется как ( чи , ( чиг. у е кТ -1 - е кт -1 V ) К )_ где Is - ток насыщения, a qB = - - представляет собой нормирование ный заряд в базе, т.е. отношение полного заряда основных носителей в базе QIS к встроенному заряду основных носителей в базе.
Результаты моделирования и эксперимента
В наибольшей степени воздействию преднамеренных и непреднамеренных помех подвержены входные малошумящие усилители радиоприемных устройств. Поскольку они обладают достаточно широкой полосой пропускания, при наличии интенсивных помех на входе, ввиду ограниченности динамического диапазона, появляются эффекты блокирования, перекрестных искажений и интермодуляции [102-104]. Последний эффект наиболее опасен, поскольку возникает в канале приема задолго до появления блокирования и перекрестных искажений. Поэтому актуальной является задача уменьшения интермодуляционных искажений в МШУ и увеличение его верхней границы динамического диапазона по интермодуляции. Как было показано ранее в разделе 1.1, мощность интермодуляционных составляющих третьего порядка зависит от режима транзистора по постоянному току и от импеданса, на который согласован вход усилителя, поэтому рассмотрим зависимость интермодуляционных характеристик МШУ от этих параметров.
Для получения интермодуляционных характеристик МШУ на BFP620 моделировались и измерялись мощности интермодуляционных составляющих третьего порядка на частоте 2f2 -f\ на выходе МШУ при поступлении на его вход двух помех на частотах/J = 200 МГц, f2 = 201 МГц при различных входных импедансах усилителя в зависимости от режима транзистора по постоянному току. Мощности помех на входе усилителя выбирались равными и составляли Р/у = Р/2 = -35 дБмВт. При моделировании в пакете Microwave Office 2008 методом гармонического баланса существует возможность изменения импеданса входного порта усилителя [85], поэтому для моделирования использовалась схема МШУ, показанная на рис. 1.5. Данная схема также использовалась и для экспериментальных измерений, но только при входном и выходном сопротивлении МШУ 50 Ом. Для измерения параметров МШУ при входном сопротивлении 200 Ом использовалась схема, показанная на рис. 1.6. При моделировании сопротивление входного порта усилителя изменялось от 50 до 500 Ом.
Рассмотрим зависимости мощности интермодуляционных составляющих 3-го порядка на частоте 2f2-f\ на выходе МШУ от тока коллектора при различных входных сопротивлениях усилителя, показанные на рис. 1.14. При сопротивлении источника сигнала на входе усилителя 50 Ом зависимость мощности интермодуляционных составляющих имеет небольшой минимум при токе коллектора 11,9 мА. При этом величина минимума при моделировании составила порядка 7 дБ от максимального значения, в эксперименте - не более 5 дБ (Рим = -66,4 дБ при 1К = 11,9 мА).
При импедансе входного порта усилителя 200 Ом видно, что зависимость мощности интермодуляционных составляющих третьего порядка имеет минимум при токе коллектора 7,5 мА, достигающий 10 дБ от значений при максимальных токах коллектора. Причем наблюдается достаточно хорошее совпадение в виде промоделированной и экспериментальных характеристик и в значениях мощности интермодуляционных составляющих.
Также были промоделированы интермодуляционные характеристики МШУ при увеличении импеданса источника сигнала до 500 Ом. Полученная кривая мощности интермодуляционных продуктов в зависимости от тока коллектора показана на рис. 1.14. При этом наблюдается более резкий минимум мощности интермодуляционных составляющих при токе коллектора 6,1 мА (до -78 дБмВт), а также уменьшение на 6-7 дБ при токах более 6 мА по сравнению с кривой для сопротивления 200 Ом. Рим, дБмВт - Ї і
Коэффициент усиления и коэффициент шума МШУ в зависимости от тока коллектора при различных входных сопротивлениях (/"= 200 МГц). Точками показаны экспериментально полученные значения. При изменении сопротивления источника сигнала на входе МШУ изменяется степень его согласования с МШУ, и вследствие этого изменяется коэффициент усиления и коэффициент шума усилителя. Поэтому при моделировании и измерениях зависимости характеристик МШУ от входного сопротивления также контролировались значения коэффициента усиления и коэффициента шума. Полученные кривые изображены на рис. 1.15. Для любых входных сопротивлений МШУ при увеличении тока коллектора более 6-8 мА коэффициент шума растет. Также было установлено, что при входном сопротивлении 200 и 500 Ом он выше, чем при 50 Ом. Это объясняется тем, при значительном увеличении сопротивления источника сигнала происходит сильное рассогласование входной цепи усилителя по шумам, что ведет к увеличению коэффициента шума. Также это видно по снижению коэффициента усиления при сопротивлении источника сигнала 500 Ом, особенно при токах более 10 мА. Поэтому при выборе оптимального режима каскада по интермодуляции следует учитывать изменение коэффициента усиления и коэффициента шума МШУ в зависимости от согласования и рабочей точки транзистора.
Поскольку интермодуляционный продукт возрастает по кубическому закону изменения входных уровней, в противоположность линейному для полезного сигнала, то чем выше уровень входных сигналов, тем больше будет соотношение между уровнем продуктов интермодуляции и основного сигнала. Теоретически существует точка, где уровень продуктов интермодуляции сравняется с выходным уровнем основного сигнала. Эта точка называется точкой пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IP3 и часто приводится в характеристиках для транзисторных усилителей [87].
Этот параметр является удобной характеристикой для оценки совместного изменения коэффициента усиления и мощности интермодуляционного продукта третьего порядка. Следует особо отметить, что эта точка — теоретическая и никогда не может быть достигнута на практике, поскольку усилитель войдёт в режим компрессии сигнала раньше, чем эта точка будет достигнута [88].
Для анализа совместного изменения мощности интермодуляционных составляющих на выходе МШУ и его коэффициента усиления рассмотрим характеристики IP3 в зависимости от тока коллектора транзистора. На рис. 1.16 изображены зависимости IP3, промоделированные при различных сопротивлениях источника сигнала на входе МШУ.
Видно, что в режиме малых токов при согласовании входа усилителя на сопротивление 200 и 500 Ом точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка больше, чем при 50 Ом и имеет максимум при тех же токах, что и минимум интермодуляции на рис. 1.14. Следовательно, динамический диапазон по интермодуляции так же расширяется в этой рабочей точке.
Для анализа частотной зависимости интермодуляционных свойств МШУ были промоделированы характеристики IP3 на частоте 900 МГц. Полученные кривые показаны на рис. 1.17. Видно, что максимум IP3 наблюдается при сопротивлении источника сигнала, равном 200 Ом, и смещен в сторону уменьшения тока коллектора по сравнению с характеристиками при 200 МГц. Уменьшение IP3 при сопротивлении источника сигнала, равном 500 Ом, связано с сильным рассогласованием входа МШУ с источником сигнала, поскольку с ростом частоты входное сопротивление усилителя уменьшается. Это также отразилось в уменьшении коэффициента усиления на 1,5 дБ и значительном увеличении коэффициента шума (рис. 1.18). Поэтому при выборе оптимального по интермодуляции входного сопротивления МШУ в широком диапазоне частот необходимо учитывать частотные зависимости входных сопротивлений транзисторов и следить за изменением коэффициента усиления и коэффициента шума усилителя.
Двойной балансный диодный смеситель
Как известно, одной из основных частей радиоприемного тракта является смеситель, осуществляющий перенос частотных составляющих спектра полезного сигнала на промежуточную частоту. Поскольку он завершает широкополосный входной тракт, уровни помех на его входе достигают наибольшей величины. Поэтому динамический диапазон всего радиоприемного устройства будет определяться в том числе и динамическим диапазоном смесителя. К смесителю предъявляются высокие требования по блокированию и интермодуляции, причем численно они более жесткие, чем для МШУ, поскольку здесь ниже чувствительность, и тот же динамический диапазон достигается при больших значениях мощности помех.
Ослабление нелинейных эффектов в МШУ достигается линеаризацией каскада. Для смесителя этот путь неприемлем, поскольку преобразование частоты является продуктом нелинейности. Это противоречие между существенно нелинейным основным процессом и необходимостью предотвращения нежелательных нелинейных явлений объясняет трудности выполнения преобразователя частоты, удовлетворяющего высоким требованиям [89, 90].
Для выбора типа смесителя и определения его характеристик ЭМС, требуемых для работы совместно с МШУ в радиоприемном тракте, а также для анализа возможностей улучшения характеристик смесителей путем выбора мощности гетеродина проанализируем различные схемы активных и пассивных смесителей. Для определения оптимального режима смесителей по мощности гетеродина рассмотрим зависимости коэффициента преобразования, характеристики компрессии и зависимости мощности интермодуляционных составляющих третьего порядка.
Поскольку к современным РПУ предъявляются довольно жесткие требования по излучаемой на вход приемника мощности гетеродина [103], начнем рассмотрение со схемы балансного диодного смесителя. У данного смесителя, в отличие от небалансного, мощность сигнала гетеродина на входе и на выходе значительно подавлена за счет балансировки элементов схемы.
Схема балансного диодного смесителя приведена на рис. 3.2. Элементы на выходе смесителя Rl, LI, CI, L2, С2 представляют собой диплексер, обеспечивающий предварительную селекцию на промежуточной частоте и нормирующий сопротивление нагрузки смесителя в широком диапазоне частот. В случае применения на входе тракта промежуточной частоты, обычно следующим за смесителем, узкополосного фильтра, зачастую наблюдается большая неравномерность входного сопротивления тракта ПЧ, что может вызвать рост нежелательных комбинационных составляющих на выходе смесителя на частотах, где сопротивление нагрузки смесителя становится больше расчетного [114]. Х1 Т1 и коэффициент передачи балансного диодного смесителя в зависимости от мощности гетеродина. Применение данной схемы, в которой параллельный колебательный контур L1, С1 и последовательный L2, С2 настроены на резонансную частоту, равную частоте ГГЧ, позволяет нормировать нагрузку смесителя и обеспечивает дополнительное подавление сигнала гетеродина, попадающего на вход ПЧ.
Для анализа влияния мощности гетеродина на характеристики блокирования будем рассматривать мощности сигнала на входе смесителя, при которой его коэффициент передачи уменьшается на один децибел. Этот параметр смесителя, обычно приводящийся в справочной информации производителя, характеризует значение верхней границы динамического диапазона смесителя, и обычно называется входной мощностью однодецибельной компрессии РідБ. Зависимость РІДБ от мощности гетеродина, промоделированная в пакете Microwave Office 2008, показана на рис. 3.3. Также на рис. 3.3 приведена зависимость коэффициента передачи смесителя от мощности гетеродина. Видно, что с ростом мощности гетеродина коэффициент передачи растет, и при мощности гетеродина около 6 дБмВт практически входит в насыщение и составляет —10,3...-10,4 дБ. Мощность Р)ДБ монотонно растет с увеличением мощности гетеродина. Дальнейшее увеличение мощности гетеродина ограничено максимально допустимым значением для применяемых в данном смесителе диодов.
Для анализа влияния мощности гетеродина на интермодуляционные характеристики балансного диодного смесителя была промоделирована зависимость мощности интермодуляционного продукта третьего порядка на выходе смесителя на частоте /гст - (2/2 - /і). Характеристики, полученные при подаче на вход смесителя двух сигналов на частотах/] = 200 МГц и/2 =201 МГц, мощностью -20 дБмВт при частоте гетеродина/ = 248 МГц, показаны на рис. 3.4. Видно, что кривая мощности интермодуляции имеет минимум при значении мощности гетеродина около 5,5 дБмВт. При этом коэффициент передачи смесителя в этой точке составляет -10,5 дБ.
Измерение характеристик блокирования и компрессии
Для объединения нескольких измерительных приборов в систему, в которой обеспечивается их совместная работа, управление, сбор и анализ данных, необходимо выбрать способ их соединения между собой и с управляющей ЭВМ на базе ПК. Хотя большинство современных отечественных и зарубежных измерительных приборов оснащаются различными интерфейсами для внешнего управления, такими как USB, LAN, RS-232, все еще остается широко распространенным интерфейс КОП (зарубежный аналог - интерфейс GPIB) [91]. Поскольку большинство имеющихся приборов имели интерфейс КОП, он был выбран в качестве основного для создания комплекса. Обычно ПК не оснащается интерфейсом КОП, поэтому для сопряжения с компьютером было разработано технологическое приспособление (ТП), преобразующее команды интерфейса КОП в стандартный интерфейс RS-232, который имеется на большинстве современных компьютеров [92].
Для измерения нелинейных характеристик при различных режимах компонентов по постоянному току необходимо задавать и изменять в некоторых пределах напряжения питания, напряжения смещения на элементах исследуемой схемы. При измерениях параметров перестраиваемых полосовых фильтров даже для настройки АЧХ самого простого двухконтурного фильтра необходимо задавать два управляющих напряжения. Причем при перестройке АЧХ фильтра по частоте эти напряжения необходимо изменять по нелинейному закону относительно частоты и по-разному из-за разброса в вольт-фарадных характеристиках реальных варикапов. Поэтому для обеспечения возможности управления постоянными напряжениями в различных точках исследуемых схем технологическое приспособление было дополнено четы-рехканальным восьмиразрядным цифро-аналоговым преобразователем (ЦАП) AD7304B (Analog Device) [124] и масштабными усилителями, обеспечивающими необходимый нагрузочный ток и диапазон изменения напряжения.
При измерениях характеристик ЭМС элементов радиоприемного тракта зачастую необходимо контролировать режим по постоянному току, например, ток коллектора транзистора в МШУ, напряжение смещения на базе, и следить за их изменениями при воздействии мощных помех. Для этого были использованы универсальные вольтметры В7-53, измеряющие с большой точностью постоянное и переменное напряжение и ток, оснащенные интерфейсом КОП для управления режимами работы и передачи измеренных значений [121].
Для исследования амплитудно-частотных характеристик МШУ, перестраиваемых полосовых фильтров был использован векторный анализатор цепей R3765CG (Advantest), позволяющий производить измерения КОП_ S-параметров, АЧХ, ФЧХ четырехполюсников в диапазоне частот от 300 кГц до 3,6 ГГц и обладающий динамическим диапазоном до 100 дБ [123]. При этом существует возможность управления мощностью сигнала на выходе прибора в пределах от —10 дБмВт до 10 дБмВт, что позволяет получить характеристики схемы при различных уровнях входного сигнала.
Схема подключения приборов для измерения АЧХ МШУ показана на рис. 4.1. Для измерения режима транзистора по постоянному току используются два универсальных вольтметра В7-53, один из которых передает в ПК по интерфейсу КОП измеренный ток, другой - значения напряжения питания или смещения транзистора МШУ, что позволяет получать зависимости АЧХ от рабочей точки транзистора.
При исследовании АЧХ перестраиваемых полосовых фильтров использовалась схема подключения, показанная на рис. 4.2. Для получения управляющих напряжений, подающихся на варикапы фильтра, использован ЦАП AD7304B с масштабными усилителями на основе двухканальных операционных усилителей OP284FS (Analog Device) [125], управляемый через ТП с помощью компьютера. Масштабные усилители преобразуют напряжение на выходе ПАП в диапазоне от 0...5 В в управляющее напряжение для варикапов в диапазоне 3.5... 14.5 В.
Чтобы при настройке АЧХ фильтра на новую частоту не приходилось каждый раз настраивать управляющие напряжения, контролируя АЧХ, измерения производились следующим образом. Сначала выбирался требуемый диапазон перестройки центральной частоты АЧХ фильтра, в зависимости от его ширины, условно разбивался на 4 - 8 участков. Затем с помощью изменения управляющих напряжений на варикапах центральная частота АЧХ фильтра настраивалась на начальную частоту каждого участка, а также на конечную частоту последнего участка. При этом значения управляющих напряжений в этих точках запоминались в программе, управляющей ЦАП. Затем с помощью кусочно-линейной аппроксимации строилась таблица AVG соответствия между центральной частотой фильтра и управляющими напряжениями на его варикапах. Такое решение позволило перестраивать АЧХ фильтра на нужную частоту простым вводом ее в окне управляющей программы на ПК.
Пример характеристик АЧХ и КСВ для перестраиваемого полосового фильтра, полученных с помощью векторного анализатора цепей, показан на рис. 4.3. В приборе заложен режим измерения с помощью маркеров, который позволяет с большой точностью измерить значение характеристики в интересующей точке, а также одновременно в нескольких точках кривой, что наглядно показано на данном примере.
Для измерения характеристик компрессии коэффициента усиления МШУ при различных режимах транзистора по постоянному току необходимо снять зависимость коэффициента усиления от мощности сигнала на входе, задавая различные рабочие точки транзистора и контролируя потребляемый ток. Данные экспериментальные зависимости характеристик МШУ, рассмотренные в первом разделе, были получены с помощью установки, схема которой показана на рис. 4.4.
В качестве источника сигнала использовался программируемый генератор сигналов Г4-164 [119], подключенный к ПК через ТП по интерфейсу КОП. При этом напряжение смещения на транзистор управлялось программно через ЦАП, ток измерялся с помощью универсального вольтметра В7-53 и передавался по интерфейсу КОП в ПК. Усиленный сигнал с выхода МШУ подавался на анализатор спектра СК4-БЕЛАН 32 [122], на котором измерялась его мощность. Измеренные значения также передавались в ПК. Такая схема подключения позволила снимать в автоматическом режиме характеристики компрессии коэффициента усиления МШУ в зависимости от режима по постоянному току.
