Содержание к диссертации
Введение
Разработка и исследование алгоритма поиска сигналов с широкополосной несущей в KB канале .
1 Особенности применения сигналов с широкополосной несущей в декаметровом канале связи . 10
2 Разработка алгоритма устранения начальной неопределённости по задержке 14
3 Исследование влияния KB канала и параметров процедуры обнаружения на характеристики поиска сигнала 17
4 Исследование среднего времени поиска СШПН 33
5 Выводы по главе 1. 46
Исследование характеристик оконечного решающего устройства
1 Исследование показателей качества приема одного луча 48
2 Исследование показателей качества приема двухмодового сигнала при равной мощности лучей 55
3 Исследование показателей качества приёма лучей одинаковой мощности 63
4 Анализ методов суммирования лучей в оконечном решающем устройстве 66
5 Выводы по главе 2. 72
Исследование влияния цифрового преобразования сигналов на качество суммирования лучей .
Анализ способов цифрового преобразования сигналов 74
Исследование суммирования лучей при использовании АРУ. 75
Исследование суммирования лучей при амплитудном ограничении ДОФТ сигналов. 78
Квантование отсчётов модуля вектора сигнала луча. 85
Квантование отсчётов квадрата модуля вектора сигнала луча. 97
Выводы по главе 3. 102
Имитационное моделирование процесса обнаружения СШПН. 104
Разработка модели сигналов и помех. 104
.1 Разработка модели сигнала. 104
.2 Разработка модели многолучевого сигнала. 108
.3 Разработка модели аддитивной помехи. 113
.4 Разработка модели аддитивной смеси сигнала и помех. 118
Разработка имитационной модели алгоритма обнаружения отдельного луча. 123
Результаты моделирования. 133
Экспериментальное исследование процесса обнаружения 139
Выводы по главе 4. 140
Выводы по диссертационной работе. 142
Список использованных источников
- Особенности применения сигналов с широкополосной несущей в декаметровом канале связи
- Исследование показателей качества приема одного луча
- Анализ способов цифрового преобразования сигналов
- Разработка модели многолучевого сигнала.
Введение к работе
Системы передачи информации - один из основных видов радиотехнических систем, спрос на которые очень быстро растёт в настоящее время. К системам предъявляются всё более жёсткие требования по обеспечению их работы в условиях сложных внешних воздействий, а так же естественных и преднамеренных помех и помех от других радиотехнических систем, работающих на близких частотах или в общем диапазоне частот. Это делает необходимым не только совершенствование существующих и традиционных систем передачи информации, но и развитие, и исследование новых видов систем, а так же исследование новых принципов их построения.
Большое значение в совершенствовании систем передачи информации имеют исследования, связанные с использованием новых видов сигналов, получивших названия: сложных, широкополосных (ШПС), многомерных и шумоподобных.
Использование таких сигналов в отличие от простых сигналов при построении систем передачи дискретной (СПДИ) информации открывает ряд возможностей:
- инвариантность к различным типам аддитивных помех, действующим в полосе полезного сигнала;
- суммирование мощностей лучей многолучевого сигнала благодаря разделению лучей по времени прихода;
- обнаружение с высокой достоверностью в условиях, когда мощность аддитивных помех существенно превышает мощность полезного сигнала, причем может существенно меняться тип действующих аддитивных помех;
- организация передачи дополнительной дискретной информации по каналам связи, занятым передачей других сообщений;
- ограничение несанкционированного доступа в канал связи.
Однако основные возможности ШПС к настоящему времени не реализованы. Это связано с тем, что исследовались способы передачи дискретной информации с использованием ортогональных ШПС [16,82,93,108,123], которые при больших значениях базы, характеризуются высокой стоимостью приёмной части СПДИ при высоких уровнях потерь на обработку, нейтрализующих значительную часть преимуществ данного класса сигналов.
Характеристики приёмника СПДИ с ШПС могут быть существенно улучшены, если использовать ШПС для преобразования простых сигналов, являющихся носителями дискретной информации. В этом случае можно при сохранении основных свойств ШПС, существенно уменьшить сложность приёмника и сократить потери на обработку до приемлемого уровня. В отечественной и зарубежной научной литературе (Варакин Л.Е., Немировский А.С., Петрович Н.Т, Размахнин М.К., Пестряков В.Б., Окунев Ю.Б., Тузов Г.К., Семенов A.M., Сикарев А.А., Найквист Р., Шеннон К., Хемминг Р., Прокис Дж., Возенкрафт Дж.М.) подробно рассмотрены задачи приема ШПС при воздействии нормальной гауссовой помехи. Однако влияние многолучевого характера распространения радиоволн и мощных сосредоточенных в узкой полосе помех (характерные помехи для КВ-канала) на прием широкополосных сигналов рассмотрены недостаточно подробно. СПДИ являются синхронными системами по принципу работы [111].
Использование ШПС для передачи дискретной информации связано с ростом требований к качеству функционирования систем синхронизации. Для ШПС характерно наличие обратной пропорциональности между базой сигнала и отношением ширины основного пика автокорреляционной функции (АКФ) к длительности сигнала. Поэтому требования к точности синхронизации ШПС растут с увеличением его базы. Вопросы синхронизации ШПС также недостаточно подробно рассмотрены. При исследовании СПДИ с ортогональными ШПС вопросы синхронизации рассматривались поверхностно. Причиной этого послужило то, что исследования были сосредоточены на анализе вариантов обработки при формировании отклика на образец с целью получения низких уровней потерь на обработку, при приемлемой сложности технической реализации. Применение же специальных синхронизирующих сигналов нежелательно, так как это приводит к нерациональному использованию мощности передатчика, снижает скорость передачи полезной информации, уменьшает помехоустойчивость системы. Для данного типа СПДИ необходимо иметь систему синхронизации, которая будет обеспечивать высокое качество временной избирательности непосредственно по информационному сигналу.
Целью работы является разработка эффективного алгоритма обнаружения широкополосных сигналов, подверженных влиянию мультипликативных и станционных помех большого уровня в декаметровом диапазоне радиоволн, исследование численных значений показателей качества разработанного алгоритма и g разработка программно-аппаратных средств, реализующих предложенный алгоритм обнаружения.
Для достижения поставленной цели в диссертационной работе решаются следующие задачи:
1. Разработка алгоритма обнаружения ШПС в декаметровом канале связи.
2. Определение численных показателей качества разработанного алгоритма обнаружения.
3. Разработка имитационной модели системы передачи информации в КВ-канале ширркополосными сигналами при наличии аддитивных и мультипликативных помех.
4. Исследование разработанного алгоритма обнаружения методом имитационного моделирования.
5. Проведение трассовых испытаний с целью проверки результатов теоретических исследований.
Основные результаты работы, выносимые на защиту:
- алгоритм обнаружения ШПС в загруженном канале связи,
ориентированный на использование цифровой обработки принятой композиции
сигнала и помех; - результаты исследования влияния аддитивных помех большого уровня с неравномерным энергетическим спектром на основные показатели качества работы алгоритма обнаружения ШПС в декаметровом канале;
- компьютерная модель системы передачи информации ШПС в загруженном канале связи и результаты моделирования алгоритма обнаружения при отношениях мощностей сигнала и помех до минус 10 дБ;
- результаты трассовых испытаний разработанного алгоритма обнаружения ШПС.
В первой главе проведен краткий анализ особенностей использования широкополосных сигналов в декаметровом канале связи. Рассмотрены вопросы, связанные с изменением характеристик КВ-канала связи со временем. Предложен алгоритм поиска СШПН.
Во второй главе проведено исследование характеристик оконечного решающего устройства. Исследования проводились для приема одного луча, приема двух и более лучей с одинаковой мощностью. Для анализа показателей качества приема информационной последовательности рассмотрены два вида модуляции: однократная (ООФТ) и двукратная (ДОФТ) относительная фазовая телеграфия.
В третьей главе проведен анализ влияния погрешностей преобразования аналоговых сигналов в цифровую форму на качество обнаружения ШПС. Рассмотрены два варианта согласования динамического диапазона аддитивной композиции ШПС и помех с устройствами преобразования в цифровую форму: автоматическая регулировка усиления (АРУ) и жесткое ограничение уровня сигнала.
В четвёртой главе изложены результаты разработки компьютерной имитационной модели системы передачи информации в КВ-канале связи, решена задача имитационного моделирования процесса обнаружения ШПС, приведены результаты моделирования и результаты трассовых испытаний разработанного алгоритма.
Особенности применения сигналов с широкополосной несущей в декаметровом канале связи
Для реализации поставленной цели канал связи определяется совокупностью средств, предназначенных для передачи информации. Канал связи включает в себя, в общем случае, как аппаратную часть, так и среду распространения.
Точное математическое описание канала связи в коротковолновом (KB) диапазоне является сложным и громоздким. Для решения большинства практических задач достаточно использовать модель, учитывающую основные факторы, отражающие наиболее существенные особенности реального канала. Такими факторами являются быстрые и медленные замирания, вызванные как интерференцией лучей полезного сигнала, так и свойствами среды распространения, и совокупность помех, обусловленных как внутренними шумами аппаратуры, так и атмосферными помехами и сигналами соседних станций. Также необходимо учесть изменение характеристик КВ-канала связи со временем.
Функционирование системы передачи дискретной информации (СПДИ) с широкополосными сигналами (ШПС) связано с необходимостью реализации двух процедур, выполняемых параллельно во времени [ 16,97,118,123]. Во-первых, необходимо выполнить синхронное тактирование устройств, реализующих формирование решений по простому сигналу. Во-вторых, высокая временная избирательность преобразования широкополосный сигнал - простой сигнал, обусловленная большой разрешающей способностью автокорреляционной функции (АКФ) данного класса сигналов [3,16,17,33,77,108,111,123], требует высокого качества синхронизации.
Если на передающей стороне СПДИ поддерживать определенные соотношения между простым сигналом - носителем информации и манипулирующей последовательностью {dn} преобразования простого сигнала в ШПС, то задача синхронизации процедур приемника СПДИ может быть решена общим устройством.
Коротковолновый канал связи является каналом с медленно изменяющейся фазовой характеристикой [36,76,81,90,91,94]. Поэтому высокое качество передачи дискретной информации (ДИ) обеспечивается при использовании сигналов с относительно фазовой телеграфией (ОФТ), которые отличаются кратностью манипуляции г и порядком разности фаз, несущей ДИ.
На вход декаметрового канала поступает последовательность детерминированных сигналов {s,(t)} длительностью Ts с шириной спектра Fs. Соотношение длительности и ширины спектра удовлетворяет условию B, = FSTS»\. (1.1)
Из условия (1.1) следует, что синхронность простого сигнала и манипулирующей последовательности предполагает, что между основными параметрами СПДИ установлена зависимость вида rF С, (1.2) где С- скорость передачи ДИ (Бод), г- кратность используемой системы простых сигналов: r = log2A (13) где Л - объем алфавита простых сигналов.
Увеличение кратности манипуляции г при заданной скорости передачи С позволяет соответственно увеличить длительность кодовой посылки Г: Г = - (1.4)
Таким образом, при фиксированной полосе ШПС Fs увеличение кратности ОФТ приводит к пропорциональному увеличению базы ШПС. При заданном отношении сигнал/помеха (далее с/п) на входе приемника qs увеличение базы сопровождается пропорциональным ростом отношения сигнал/помеха на выходе схемы восстановления простого сигнала (деманипуляции по ШПС). Следовательно, при больших значениях базы можно обеспечить достаточную надежность обнаружения сигнала (для устранения начальной неопределенности) при меньших уровнях отношения сигнала к помехе на входе приемника [69,114]. Кроме того, следует иметь в виду, что увеличение базы ШПС позволяет получить АКФ, более близкую к требуемой.
Увеличение кратности ОФТ, кроме положительных, сопровождается рядом отрицательных последствий: -рост длительности кодовой посылки приводит к сужению полосы частот занимаемой деманипулированным сигналом, что требует применения для его селекции более узкополосных фильтров и ведет к росту сложности фильтрующих элементов; -при использовании ОФТ первого порядка разностей, не обеспечивающей инвариантность к частотным сдвигам, увеличение кратности ОФТ существенно повышает сложность реализации дискриминатора системы компенсации частотных сдвигов и снижает качество ее работы; -при больших значениях кратности ОФТ ошибки при передаче последовательности двоичной информации имеют тенденцию к увеличению степени группирования [90,76], что снижает эффективность кодов исправляющих ошибки.
Исследование показателей качества приема одного луча
Решающее устройство предназначено для принятия решений по принятым элементам последовательности ДИ. Характер распределения решающей статистики, поступающей на вход решающего устройства, зависит от условий распространения сигнала (носителя информации) в радиоканале. При однолучевом распространении сигнала фаза вектора, представляющего отсчет результата измерения разности фаз смежных посылок, представленных аддитивной смесью сигнала и помехи, имеет распределение, соответствующее (тождественно) распределению разности фаз векторов с независимыми нормальными ортогональными компонентами [117,101]. Математическое ожидание компонент векторов определяется информационным сигналом и сдвигом частоты сигнала, а дисперсия - аддитивной помехой.
При приеме группы лучей равной мощности суммирование отсчетов отдельных лучей на уровне разностных компонент будет сопровождаться нормализацией распределения составляющих вектора, представляющего суммарный сигнал. Все остальные варианты реализации возможной структуры многолучевости относятся к состояниям канала связи, являющимся переходными по отношению к описанным состояниям. Способ вычисления разностных компонент приведён ниже.
Для переходных состояний многолучевого канала распределение решающей статистики аналитическими методами не определяется. Однако о характере этого распределения может быть вынесено вполне однозначное решение при следующих ограничениях. При сложении лучей, существенно отличающихся по мощности, на характер распределения решающей статистики сильное влияние оказывает доминирующий луч. Такое состояние может быть объяснено результатом девиации однолучевого варианта в направлении нормализации компонент результирующего вектора вследствие влияния группы более слабых лучей. При небольшом числе сопоставимых лучей анализируемое состояние может быть определено как результат девиации равнолучевого варианта вследствие недостаточной степени нормализации компонент результирующего вектора относительно однолучевого варианта.
Таким образом, для всех возможных состояний многолучевости, на распределение решающей статистики влияют тенденции к вариантам, для которых это распределение может быть точно определено. Поэтому характеристики оконечного решающего устройства могут быть определены в виде интервалов, границы которых определяются значениями характеристик, соответствующих двум базовым вариантам состояния канала.
Процедура деманипуляции, реализуемая на начальном этапе обработки сигналов в приемнике ШПС, обеспечивает изменение аддитивных помех, имеющих не шумовой характер [17,75,117]. Поэтому на вычислитель разностных компонент луча поступает аддитивная смесь, помеховая составляющая которой может считаться нормальной. В этом случае распределение случайной составляющей разности фаз посылок может быть определено как свертка двух плотностей распределения фазы вектора с независимыми нормальными компонентами [74]. Определенный интеграл, получаемый в результате свёртки, не выражается в элементарных функциях. Поэтому интегральное распределение фазовой ошибки, вызванной действием помех, выражается двукратным интегралом, вычисляемым численными методами. Для определения вероятности ошибочного приема бита информации, с учетом фазового сдвига, обусловленного влиянием частотных неопределенностей, при использовании ДОФТ необходимо вычислять шесть двукратных интегралов, а при ООФТ - два интеграла.
При таком способе определения достоверности приема ДИ возникает проблема контроля точности вычислительной процедуры в области малых значений вероятности ошибок. Для СПДИ с ШПС характерна возможность контроля оценок параметров структуры обрабатываемого многолучевого сигнала, и, следовательно, оценка текущей достоверности приема информации. Поэтому погрешность определения достоверности приема через параметры сигнала будет непосредственно влиять на точность оценки текущей достоверности приема. Это обстоятельство
определяет необходимость получения характеристик качества решений оконечного решающего устройства с контролируемой точностью.
Такая задача может быть решена на основе использования представления, полученного в [79], интегральной функции распределения ошибки измерения разности фаз посылок рядом Фурье.
На рисунке 2.1 изображена диаграмма процесса возникновения ошибок при приеме элементов последовательности ДИ вследствие влияния ошибок измерения разности фаз при приеме сигналов ДОФТ. Следует заметить, что если рассматривать значения разностей фаз, являющиеся суммой информационной составляющей фазы и ошибки, вызванной действием помех, то влияние информационной составляющей выражается в повороте диаграммы, представленной на рисунке 2.1, на угол, соответствующий информационной составляющей фазы. Поэтому информационная составляющая не влияет на процесс возникновения ошибок в приеме ДИ, и достаточно рассматривать лишь ошибки измерения разности фаз.
Анализ способов цифрового преобразования сигналов
При использовании АРУ для ограничения динамического диапазона сигналов лучей необходимо, в качестве весовых коэффициентов лучей, применять величины, определяемые отношением с/п, характеризующем сигнал луча [79]. Возможность оценивания, и алгоритм получения оценок отношения с/п исследованы в [79]. Статистический характер оценок отношений с/п приводит к погрешностям в определении весовых коэффициентов. Следствием погрешностей определения весовых коэффициентов является отклонение от оптимального режима сложения лучей. Потери, вызываемые ошибками определения весовых коэффициентов, могут быть охарактеризованы средним значением коэффициента использования мощности суммируемых лучей, определяемым выражением [79] й=і-Х (1-й) Щ + 1-а. р ) \+а , l+2hl _2_ I 1_у ,(3-1) где цк - доля Я-го луча в общей мощности суммируемых лучей, а - параметр рециркулятора, обеспечивающего сглаживание оценок.
Воспользовавшись моделью многолучевости на основе геометрической прогрессии, для задания распределения мощности, можем определить доли лучей, входящие в формулу (3.1), через параметр неравномерности V.
Тогда ряд отношений сигнала к помехе лучей определится через коэффициенты (3.2) и отношение сигнала к помехе, характеризующее суммарный сигнал при оптимальном сложении:
На рисунке 3.4 представлены, зависимости потерь, определяемых погрешностями оценивания отношений с/п лучей на качество суммирования лучей после АРУ, от параметра неравномерности распределения мощности для ряда значений суммарного отношения с/п, числа суммируемых лучей L и параметра сглаживания ар.
Анализ полученных зависимостей позволяет сделать следующие выводы: 1 Потери возрастают с увеличением числа суммируемых лучей. Уменьшение суммарного отношения с/п и параметра рециркуляции также приводит к росту рассматриваемой составляющей потерь. 2 На характер зависимости потерь от параметра неравномерности распределения мощности сигнала по лучам / существенное влияние оказывают как величина суммарного отношения с/п так и параметр рециркулятора. 3 Выбор параметра рециркулятора ар позволяет ограничить потери сверху величиной меньше 0.1 дБ.
При реализации приема сигналов ФТ используется амплитудное ограничение узкополосного случайного процесса, представляющего аддитивную смесь полезного сигнала и помехи. Так как первая гармоника ограниченного по амплитуде узкополосного случайного процесса сохраняет информацию о фазе исходного процесса полностью [12,90], то прием по этой гармонике несущей частоты позволяет стабилизировать характеристики последующих подсистем обработки. В частности, при цифровой обработке использование амплитудного ограничения обеспечивает стабилизацию мощности сигнала, поступающего на вход схемы цифрового представления сигналов. То есть выполняет те же функции, что и АРУ мощности, только реализуемые с помощью более простых технических устройств. Кроме того, было установлено, что использование ограничения сигналов лучей обеспечивает более высокое качество их цифрового представления, чем применение АРУ.
Особенностью приема сигналов ДОФТ исследуемой системы связи является необходимость реализации оптимального суммирования лучей, выполняемого с использованием разностных компонент сигналов ДОФТ. Для реализации этой операции необходимо определить весовые коэффициенты лучей с учетом влияния процедуры амплитудного ограничения на статистические характеристики суммируемых компонент. Так как абсолютную стабильность мощности первой гармоники узкополосного процесса можно обеспечить только при использовании жесткого ограничения, когда подаваемый на вход схемы цифрового представления (ортогональное разложение плюс АЦП) сигнал x(t) получается из исходного узкополосного процесса по правилу: x(t) = A0-sign{x(t)}, то рассмотрен именно данный вариант выполнения ограничения. Амплитуда первой гармоники сигнала (3.4) определяется как: (3.4) 4-і ж (3.5)
Фаза первой гармоники определяется фазой исходного узкополосного процесса. Поэтому отсчет ортогональных компонент разложения первой гармоники сигнала (3.4), будет связан с соответствующим отсчетом ортогональных компонент сигнала x(t) следующим соотношением: 2"( )=ЙГ"(0 (3.6) где х (і) и х (t) представлены суммой компонент полезного сигнала и аддитивной помехи: \x(i) = S\t)+y(t) (3.7) Так как входящий в уравнение (3.6) модуль определяется по правилу: (Ф4 (ОЫ "( )Ь (3.8) то отсчеты ортогональных компонент первой гармоники имеют более сложный статический характер, чем отсчеты компонент исходного сигнала. Во-первых, полезная составляющая из детерминированного сигнала превращается в случайный. Во-вторых, распределение помеховых составляющих компонент будет отличаться от нормального. И, наконец, составляющие величины (3.6) не являются независимыми случайными величинами.
Разработка модели многолучевого сигнала.
Процессы Ао)г (г) и Аа , (г) являются нормальными, ограниченными случайными процессами с нулевым средним, интервал корреляции которых на много порядков превышает интервал длительности кодовой посылки T=BS-AT. Поэтому на интервале длительности кодовой посылки частотные сдвиги приняты постоянными случайными величинами, которые сформированы в виде последовательностей, получаемых из последовательностей {,}, являющихся результатом дискретной фильтрацией независимых нормально распределенных чисел фильтром НЧ, полоса среза которого обратно пропорциональна интервалу корреляции процесса, по правилам Д у,(г,)= ?! " (4.10) 109 Д У,{Г,}= Д у.І . і ., li3ff " (4.11) lA(y-L " l l 3CTi где До), и Aw, максимальные значения сдвигов частоты, " I litis I 1так " о-] и а\, -дисперсии порождающих последовательностей. Значения фазовой составляющей (4.9) в моменты времени, соответствующие принятой процедуре дискретизации непрерывных процессов (приложение 3), будут определяться как: ftfeW« +Г-І[Дд(г/)+ДДг/)]+г{{ 11.[д (гІі+І)+Д (г,+1)],(4Л2) J . иЛГ.В ЧЫ (4ЛЗ) {{...}} - операция взятия дробной части числа, (рах - случайная начальная фаза.
При вычислении значений отсчетов составляющей фазы (4.12) отсчеты частотных сдвигов (4.10) и (4.1.1) формируются синхронно с изменением величины (4.13). В моменты времени, когда значение величины (4.13) возрастает на единицу, генерируются новые значения сдвигов частот (4.10), (4.11), которые в интервалах между изменениями величины (4.13) остаются неизменными.
Нестабильности частоты генераторов и доплеровские сдвиги оказывают влияние не только на несущую частоту составляющих информационного сигнала, что отражено через изменение фазовой составляющих (4.9), но и на частоту манипуляции, определяющую процесс изменения во времени составляющей фазы (4.3). В формуле (4.8) это влияние отражено как преобразование текущего времени. Так как ось текущего времени задается процедурой дискретизации, то влияние частотных сдвигов на процесс манипуляции, отражено в виде случайного изменения масштаба осей времени на концах линии связи. Тогда текущее значение времени, определяющего процесс фазовой манипуляции, соответствующее /-ому дискретному отсчету сигнала Я-го луча (4.8), следует определять как преобразование следующего вида
В формуле (4.14) случайный масштабируемый элемент определяется через случайный процесс, описывающий изменения текущего значение коэффициента относительной нестабильности частоты m=)kf(r)dr. (4.15) о t Так как между текущим значением коэффициента относительной нестабильности частоты и сдвигом частоты имеет место функциональная зависимость вида (г)вА ,(г)+А.Ц.Н (416) где сон - значение несущей частоты сигнала в ионосферном канале связи.
Зависимость (4.16) позволяет определить параметр (4.15) в моменты времени, задаваемые преобразованием (4.14), через переменную составляющую величины (4.12) uW-fifcbfii. (4Л7) Для определения параметра у„ воспользуемся соотношением \к(\ = J— Ьвн—Ьаии.. (4.18) О)..
С учетом влияния сдвигов частоты манипуляции, значения манипуляционной составляющей фазы в выражение (4.8), в момент дискретизации сигнала (4.7), будут находиться по правилу (4.3),с определением номеров элементов манипулирующих последовательностей из выражений = f Mi(Q} & х N-B, В.-ДТ + 1, (4.19) « = modB [/[і + Щ] Аґ,1 N ДТ (4.20)
Формулы (4.17) -(4.20) обеспечивают воспроизведение при моделировании случайных сдвигов тактовой частоты фазовой манипуляции сигналов лучей, которые оказывают влияние на качество слежения за задержкой. При этом учитывается зависимость сдвигов тактовоД частоты от сдвигов несущей частоты сигнала луча.
Таким образом, процесс формирования последовательности отсчетов многолучевого сигнала, с учетом существующих факторов влияния канала связи, представляет собой вычислительную процедуру, включающую в качестве формирователей случайных параметров четыре дискретных процесса: -процесс имитации передачи ДИ, -процесс манипуляции, обеспечивающий получение ШПС -процессы воспроизведения двух видов частотных сдвигов. Так как параметр U0 не оказывает влияния на результат моделирования, то он принят равным 1.
При выполнении моделирования было минимизировано число вычислительных операций, используемых для получения одного отсчета сигнала (4.7), поэтому операции с постоянными параметрами выполнены однократно, в начале моделирования, и все сложные коэффициенты при переменных заданы при вычислениях отсчетов как постоянные элементы массива исходных данных.
