Содержание к диссертации
Введение
1 . Современные транзисторные преобразователи напряжения (ТПН) 7
1.1. Классификационный анализ ТПН 7
1.2. Основные направления развития современных ТПН 15
1.3. Внешняя характеристика ТПН в статическом и динамическом режимах 15
2. Математическое моделирование внешней характеристики ТПН 24
2.1. Влияние параметров элементов на статическую внешнюю характеристику 37
2.2. Математические модели элементов для оценки динамических параметров ТПН 55
3. Управление внешней характеристикой ТПН 71
3.1. Формирование восходящей статической внешней характеристики 71
3.2. Регулирование крутизны статической внешней характеристики 81
3.3. Управление динамической внешней характеристикой 93
4. Модульные ТПН и их элементы 107
4.1. Основные задачи проектирования модульных ТПН 107
4.2. Матричные электромагнитные элементы для малогабаритных ТПН .111
4.3. Параллельное соединение модулей в ТПН 122
5. Практическая реализация предложенных импульсных ТПН 135
5.1. Опытные образцы и макеты преобразователей напряжения 135
5.2. Установки с импульсными ТПН для реализации электрохимических технологий 146
5.3. Автоматизированный измерительно-вычислительный комплекс для контроля параметров ТПН 153
Заключение 164
Литература 167
- Внешняя характеристика ТПН в статическом и динамическом режимах
- Математические модели элементов для оценки динамических параметров ТПН
- Управление динамической внешней характеристикой
- Установки с импульсными ТПН для реализации электрохимических технологий
Внешняя характеристика ТПН в статическом и динамическом режимах
Важным направлением в проектировании современных систем силовой электроники является миниатюризация, что в полной мере относится и к ТПН. Миниатюризация ТПН малой мощности осуществляется за счет создания и применения специальных ИМС и микросборок [13, 14]. В отношении ТПН средней мощности указанный путь малоэффективен. Для решения такой задачи необходим комплексный подход. Он состоит в получении высокого КПД, снижения массы и габаритов ЭМЭ и применения специальной элементной базы. Для повышения КПД следует использовать импульсный принцип действия. При этом потери мощности в элементах снижаются и, как следствие, уменьшаются габариты теплоотводящей конструкции.
В импульсных устройствах силовой электроники используются ЭМЭ -трансформаторы и сглаживающие фильтры с дросселями. Известно, что эффективное снижение массы и габаритов ЭМЭ достигается путем повышения частоты коммутации ключей. Но при этом наблюдается возрастание динамических потерь мощности (ухудшение КПД), обусловленных инерционностью используемых ключевых элементов. Для снижения динамических потерь мощности необходим переход к высокочастотным ключам на базе транзисторов [15].
Высокочастотные импульсные устройства силовой электроники с транзисторными ключами находят всё больший спрос. Они довольно экономичны (имеют повышенный КПД), содержат малогабаритные ЭМЭ с уменьшенным объемом меди и стали и перспективны в плане миниатюризации всей конструкции. По данным зарубежных фирм только за 5 лет 80-х годов выпуск импульсных ТПН с транзисторными ключами возрос почти в 4 раза, и такая тенденция сохраняется [10]. В то же время продолжают пользоваться определенным спросом и ТПН с регулирующим элементом, работающем в аналоговом (линейном) режиме, но в диапазоне малых мощностей. Причины - простота, высокая надежность, пониженный уровень помех и пульсаций у таких уст ройств, которые экономичнее по удельной стоимости, чем импульсные ТПН [10]. В диапазоне средних мощностей, по мнению большинства разработчиков, предпочтительнее применение высокочастотных ТПН на транзисторных ключах со специальными схемотехническими решениями, обеспечивающими форсирование процессов переключения указанных элементов [8, 16]. Уровень миниатюризации ТПН оценивается по удельным энергетическим показателям. В качестве критерия миниатюризации используется удельная мощность MV = P2/V, где Рг - выходная мощность ТПН, V - габаритный объем конструкции. Габаритный объем ТПН определяется объемами полупроводниковых ключей, ЭМЭ и теплоотводящей конструкции, размеры которой зависят от уровня рассеиваемой мощности (потерь мощности в элементах). Этот объем определяется как V = fG,B,f). Он зависит от удельных загрузок элементов и проводников по току (плотности тока j) и индукции В конкретного материала ЭМЭ, а также - от частоты коммутации f [7].
В связи с тем, что на уровень миниатюризации существенно влияют потери мощности, приведем значения КПД, достигаемые в современных ТПН. По результатам, полученным в [3, 6-8, 10, 16], за счет перехода от аналогового принципа действия к импульсному, удается повысить КПД от значений, не превышающих 0,5...0,6, до 0,8...0,85, а в отдельных случаях - до 0,90...0,92. Следует заметить, что у серийно выпускаемых ТПН этот показатель редко превышает уровень 0,8...0,85. Приведенные выше значения КПД, близкие к 0,9 относятся к тем ТПН, которые либо не содержат промежуточного трансформатора, либо их выходное напряжение не стабилизировано. Несложно показать, что с повышением КПД от 0,75 до 0,90 величина потерь мощности в ТПН снижается почти в 3 раза.
При использовании естественного способа отвода тепла от конструкции имеются предельные возможности миниатюризации при конкретных значениях КПД [6, 7]. Так при значениях КПД 0,7, 0,8, 0,9 удельная мощность ТПН практически не может превышать соответственно 120, 200 и 400 Вт / дм . Эти значения и определяют предельные возможности миниатюризации ТПН. В то же время указываемая в литературе удельная мощность, например, свыше 400 Вт/дм при КПД до 0,75, может быть достигнута только при интенсивном принудительном охлаждении устройства, или его функционирование возможно только при использовании дополнительных теплоотводов, габариты которых не учитываются в указанном показателе. В соответствии с [6, 7, 9, 10, 16] се-рийно выпускаемые ТПН имеют удельную мощность до 100...150 Вт/дм при использовании корпусированных полупроводниковых элементов, которая мо-жет превысить 200 Вт / дм при переходе на бескорпусные элементы.
В связи с тем, что уровень миниатюризации ТПН существенно зависит от массы и габаритов ЭМЭ, возникает задача выбора частоты коммутации ключей. В зарубежных источниках информации рекомендуется выбирать частоту преобразования до 100 кГц, а при переходе на бескорпусную элементную базу - до 200 кГц [8 - 10]. Переход от биполярных транзисторов к МОП-транзисторам дает возможность повышения частоты до 400 кГц, а при соответствующей схемотехнической и конструкторской проработке - до 1 мГц с сохранением КПД на уровне, приближающемся к 0,8 [17, 18]. Из опыта отечественных разработчиков следует, что на биполярных транзисторах и полупроводниковых диодах можно создавать ТПН с частотой коммутации 30...50 кГц [8, 16], а при соответствующей схемной реализации - до 80... 100 кГц [7]. Использование МДП-транзисторов с одновременной заменой полупроводниковых диодов на диоды Шотки дает возможность повышения частоты коммутации ключей до 1000 кГц. Это подтверждают результаты, о которых сообщается в [19], по достижению КПД около 0,9 у ТПН с указанным значением частоты, но без силового промежуточного трансформатора.
В то же время чрезмерное повышение частоты с целью миниатюризации ЭМЭ не всегда оправдано, о чем свидетельствуют данные из [18]. Так в ТПН мощностью 150 Вт при частоте коммутации ключей около 400 кГц доля объема всех ЭМЭ составляет менее 17 %, а теплоотвод и печатная плата занимают более 50 % объема всей конструкции. Такое соотношение обусловлено ростом динамических потерь мощности в ключевых элементах и увеличением потерь в магнитопроводах ЭМЭ. Последнее обстоятельство требует увеличения рабочей индукции у ЭМЭ с ростом частоты. По этой причине, как следует из [8], за счет увеличения частоты от 1 до 100 кГц масса и габариты ЭМЭ снижаются почти на порядок, а с повышением частоты до 400 кГц и более эффективность их миниатюризации существенно меньше.
В миниатюризированных ТПН целесообразно использовать ЭМЭ с плоской (планарной) конструкцией. Такой конструкцией обладают трансформаторы и дроссели с магнитопроводом кабельного типа. Они имеют относительно малую высоту при увеличенной занимаемой площади, развитую поверхность магнитопровода, эффективно отводящую тепло, и обмотки с малым числом витков. У таких ЭМЭ магнитопроводы выполняются наборными из стандартных ферритовых сердечников. Разработана технология укладки витков в магнитопроводы рассматриваемого типа с возможностью механизации процесса укладки [20]. В работе [21] получены соотношения геометрических параметров планарных ЭМЭ, при которых достигается минимум их габаритного объема.
Однако ЭМЭ с кабельным магнитопроводом обладают существенными недостатками. Во-первых, из-за малого числа витков в обмотках изменение коэффициента трансформации осуществляется только с большим шагом дискретности. Во-вторых, конструктивно оформленные ЭМЭ практически не дают возможности изменять основные электромагнитные параметры - рабочую индукцию, коэффициент трансформации, индуктивность намагничивающего контура и т. п. В-третьих, возникают сложности с автоматизацией намотки и получением малых значений межвиткового напряжения. Возникает важная и весьма сложная задача по созданию нового класса высокочастотных ЭМЭ с планарной конструкцией, у которых возможно регулирование коэффициента трансформации и основных параметров, а также допускается автоматизация намотки с получением пониженного значения меж-виткового напряжения, что повысит надежность изоляции.
Повышение частоты коммутации ключей в ТПН требует пристального внимания к построению цепей управлениями транзисторами, исключающих значительное увеличение динамических потерь мощности и снижение КПД. Для формирования управляющего сигнала транзисторных ключей применяются специально разработанные схемы управляющих цепей, которые осуществляют:
- форсирование процессов переключения с изменением параметров сигнала управления [8, 16, 22, 23],
- изменение траектории рабочей точки ключа [8, 16],
- исключение одновременного открытого состояния транзисторов в обоих плечах двухтактного инвертора, вызывающего кратковременное короткое замыкание (протекание сквозного тока) и обусловленного их инерционностью [16, 22],
- ограничение глубины насыщения транзисторов для исключения появления сквозных токов [8, 16, 22].
Математические модели элементов для оценки динамических параметров ТПН
Переходные процессы в цепях ТПН, содержащих сглаживающие фильтры, связаны с изменением выходного напряжения и входного тока (тока дросселя фильтра) при обмене энергией между реактивными элементами фильтров и имеют место в динамических режимах. К динамическим режимам относятся запуск (мгновенное изменение входного напряжения) ТПН и сброс-наброс нагрузки (мгновенное изменение сопротивления нагрузки). Поведение ТПН в динамике качественно описывается динамической внешней характеристикой (ДВХ) (см. раздел 1.3).
Различные типы потребителей, подключенных на выход ТПН, предъявляют широкий диапазон требований к динамическим параметрам, а именно, к величине перерегулирования (выбросу и провалу) выходного напряжения, к длительности и колебательности переходного процесса. На ДВХ область допустимых перерегулирований U2 ограничена значениями U2B И U2H (на рис. 1.3.6 показана штрих-пунктирными линиями). Опасные для полупроводниковых элементов ТПН значения тока її Іігр также должны быть исключены. Управление ДВХ предполагает создание ТПН, в которых динамические параметры могут быть выбраны в соответствии с требованиями потребителя. Для упрощенного расчета и анализа динамических режимов необходимо разработать математические модели элементов и блока управления с контуром ООС.
Импульсный ТПН с ШИМ - это частный случай нелинейной системы, что следует из принципа действия. Работа ТПН сводится к последовательному переключению через определенные интервалы времени двух или более линейных цепей. Причем длительность одного (иногда двух) временного интервала изменяется путем более раннего или более позднего последовательного переключения указанных линейных цепей. При этом в число управляющих воздействий ТПН входят не только независимые токи и напряжения, но и относительная длительность рассматриваемых интервалов. Такой подход известен, и в [45] получил название метода усредненного пространства состояний.
На базе этого метода с использованием моделей "большого сигнала" предлагается для анализа переходных процессов в ТПН с ШИМ применять математические модели с аппроксимацией кривых тока и напряжения линейными полиномами. Для этого целесообразно использовать явный или неявный одношаговые методы численного интегрирования Эйлера и дискретные схемы замещения реактивных элементов [55, 56].
Такой подход отражает физику электромагнитных процессов, имеет удовлетворительную точность и позволяет получить относительно простые формулы для расчета процессов при известных параметрах элементов ТПН. При использовании дискретных схем замещения составляемые уравнения аналогичны уравнениям электрической цепи постоянного тока.
На основании анализа преимуществ и недостатков явного и неявного методов Эйлера, проведенного в [55], предлагается применять Тейлоровские дискретные схемы замещения (ДТС) реактивных элементов, а за интервал дискретизации схемы принять длительность интервала между переключениями транзисторов и диодов в ТПН с получением уравнений процессов в аналитическом виде.
Основные правила составления ДТС, сформулированные в [55]:
1. Индуктивность замещается параллельно соединенными источником тока, равного начальному току, и сопротивлением rL = L / tK, где tK - длительность рассматриваемого интервала коммутации. При анализе тока в і-ой индуктивности все другие индуктивности и внешние источники тока разрываются, а внешняя для этой индуктивности цепь - источники напряжения и резисторы, - замещаются источником тока I2i = U2i / Rsi, где Ua, R2i - напряжение и сопротивление внешнего по отношению к индуктивности контура. Включается этот источник тока параллельно схеме замещения для индуктивности.
2. Конденсатор замещается последовательным соединением источника напряжения, равного начальному напряжению, и сопротивления гс = tK / С. При анализе напряжения на j-м конденсаторе все другие конденсаторы и внешние источники напряжения закорачиваются.
3. Резисторы, соединенные параллельно с индуктивностями (источниками тока), а также резисторы, включенные последовательно с конденсаторами (источниками напряжения), остаются в схеме без изменений.
4. Резисторы R;, включенные последовательно с индуктивностями (источниками тока), замещаются источником напряжения Ui = Ij Rj.
5. Резисторы Rj, параллельные конденсаторам (источникам напряжения), замещаются источниками тока Ij = Uj / Rj.
С помощью методов численного интегрирования Эйлера осуществляется кусочно-линейная аппроксимация кривых тока в индуктивности и напряжения на конденсаторе в пределах интервала tK где iL І - ток в і-ой индуктивности, Uc j - напряжение на j-м конденсаторе, ILi 0 - начальное значение тока на рассматриваемом интервале коммутации, ug о - начальное значение напряжения на том же интервале, 0 t tK - текущее время в пределах рассматриваемого интервала коммутации tK.
Переход к резистивным аналогам исключает реактивные элементы из цепи коммутации, но значения сопротивлений этих резисторов зависимы от времени.
Используемые далее ДТС, включающие в себя резистивные аналоги реактивных элементов, обладают простотой, устойчивостью при расчетах и «близкодействи-ем», то есть дают возможность учитывать в уравнении для элемента лишь ту часть схемы, которая непосредственно присоединена к данному элементу.
Рассмотрим применение ДТС на примере анализа процессов в выходном фильтре ТПН (рис.2.1.10 б). Физические эквивалентные схемы для интервалов te (транзистор открыт, а диод закрыт) и ta (транзистор закрыт, а диод открыт), представленные на рис.2.2.1а, составлены в соответствии с рис.1.3.1 и 1.3.3 с учетом следующих допущений:
- коммутация ключей происходит мгновенно;
- индуктивность дросселя не зависит от тока;
- сопротивление провода обмотки дросселя и открытого диода постоянны и напряжение на них равно UR;
- внутреннее сопротивление конденсатора, эквивалентное потерям мощности, равно гс;
- входное напряжение имеет постоянный уровень.
В соответствии с указанными выше правилами построения ДТС эквивалентные схемы преобразованы в схемы замещения для L1 (рис. 2.2.1 б) и конденсатора С1 (рис. 2.2.1 в) на рассматриваемых интервалах te и ta. В ДТС для индуктивности в качестве внешней цепи присутствуют источник напряжения на обоих интервалах в виде kjpUi (на первом интервале) и UR (на втором интервале) и источник напряжения на конденсаторе Un и Ui2. Динамические проводимости дросселя gb(te) = 6 Т / L1 и gb(ta) = а Т / L1. В схемах для конденсатора в качестве внешней цепи выступают її и U2 / RH, равные току дросселя и току нагрузки соответственно. Динамические сопротивления конденсатора rc(tQ) = te/C и ic(ta)= ta/ С. Причем 1ц и Un - начальные значения тока дросселя и напряжения на конденса торе для первого интервала to, а 1п и U - конечные значения для того же интервала или начальные значения для второго интервала ta.
Применение ДТС уменьшает число связей между компонентами схемы, существенно упрощая матрицы контуров, и тем самым позволяют сократить подготовительный этап исследований - составление исходных уравнений ТПН. Объем вычислений по обработке матриц на каждом шаге снижается пропорционально числу компонент исходной физической эквивалентной схемы.
Для полученных в соответствии с правилами построения ДТС и с использованием метода усредненного пространства состояний составим системы уравнений цепи выходного фильтра для тока дросселя и напряжения на конденсаторе. Для интервал to получим
Перейдем к относительному времени t = t / Т, причем внутри текущего п-го интервала t = n + G при 0 + a = 1. Представим ток дросселя и напряжение на конденсаторе в виде решетчатых функций, связывающих граничные значения, и введем следующие обозначения: u2[n] = U][n] - решетчатая функция, соответствующая напряжению на конденсаторе СІ в цепи нагрузки (выходному напряжению ТПН); ii[n] - решетчатая функция, соответствующая току дросселя L1. Тогда для первого интервала
Управление динамической внешней характеристикой
Эксплуатационные показатели ТПН связаны с формой внешней характеристики в статическом (СВХ) и динамическом (ДВХ) режимах. Динамические режимы имеют место при скачкообразных изменениях входного напряжения (при запуске) или сопротивления нагрузки ТПН. Возникающие при этом перерегулирования обусловлены обменом энергии между реактивными элементами фильтра и действием канала ООС и могут стать причиной нарушений нормального функционирования потребителя или самого ТПН (см. разд. 1.3).
В теории систем автоматического регулирования [53] исследование динамических режимов предполагает решение задачи обеспечения устойчивости с получением требуемых значений показателей, характеризующих процесс регулирования. При этом наглядным и простым является известный метод исследования с последующим синтезом на базе логарифмических амплитудной и фазовой частотных характеристик (ЛАХ и ЛФХ).
Как уже говорилось выше, ТПН с ШИМ представляет собой нелинейную САР с импульсным звеном. Если исследовать ТПН в режиме "малого сигнала", то в [4, 5] утверждается, что подобные ТПН можно рассматривать как линейную САР. Подкрепляет данное утверждение и существенное превышение частоты коммутации импульсного звена над собственной частотой сглаживающего фильтра. Эти допущения дают возможность пренебречь влиянием импульсного звена (области низких и средних частот), рассматривать только непрерывную часть ТПН и применять ЛАХ и ЛФК для частотного анализа подобных устройств.
Из [60] известно, что у ТПН, содержащего инерционное звено второго порядка - сглаживающий индуктивно-емкостной фильтр и безынерционную ООС, передаточная функция фильтра имеет вид
Точке излома соответствует фазовый сдвиг ф = - 90 на ЛФХ. Проекция точки пересечения ЛАХ с осью частот определяет значение фазового сдвига Афі - запаса по фазе, являющегося показателем устойчивости системы. При большем запасе по фазе система обладает меньшей колебательностью. С увеличением кСт запас по фазе снижается (ЛАХ поднимается вверх) и динамическая нестабильность системы возрастает. Наличие импульсного звена и связанной с ним временной задержки вызывает дополнительное уменьшение запаса по фазе с возможной потерей устойчивости.
Подобные негативные явления могут быть исключены при условии, что коэффициент передачи увеличивается только в области средних и низких частот (в окрестности частоты оо0). При этом появляется возможность обеспечивать более высокий уровень эксплуатационных показателей в динамических режимах ТПН, то есть управление динамической внешней характеристикой. Требуемое управление ДВХ реализуется при соответствующем законе изменения угла модуляции на выходе блока управления ТПН и получении кривой переходного процесса, близкой к аперио-дичесйЬжовом техническом решении [69] ввведен дополнительный канал воздействия на блок управления, что позволяет поддерживать требуемую скорость нарастания выходного напряжения ТПН по апериодическому закону. Но в таком устройстве ДВХ в режиме сброса-наброса нагрузки остается практически неизменной.
Более перспективным можно считать известный из [53] подход в синтезе систем с требуемой ЛАХ за счет введения корректирующих звеньев в канал ООС. Такой подход реализуется в ТПН с ШИМ и описан в ряде работ [70-74]. Однако предлагаемые варианты решений относительно сложны и не могут обеспечить в полной мере управление ДВХ. Более перспективен предлагаемый в настоящей работе метод управления ДВХ, основанный на формировании сигнала, подаваемого на вход канала ООС и содержащего две составляющие:
- первую, равную (пропорциональную) выходному напряжению ТПН и аналогичную получаемой при безынерционной ООС,
- вторую, определяемую напряжением на дросселе выходного фильтра, на котором относительно быстро выявляются любые изменения входного или выходного напряжения ТПН.
Этот метод реализуется в новом схемотехническом решении, заключающемся в подключении входов канала ООС к выходным зажимам ТПН и к дросселю фильтра [75]. Применение такого соединения позволяет повысить коэффициент передачи разомкнутого ТПН в области низких частот (повысить коэффициент стабилизации) и снизить его в области средних частот для улучшения динамических показателей.
Для этого ТПН приведены на рис. 3.3.1 (кривые 2) ЛАХ и ЛФХ. Наклон ЛАХ изменяется от 0 до -20 оЪ/дек в области низких частот, а в области средних частот ЛАХ опускается вниз. Для синтеза указанной ЛАХ целесообразно использовать инерционную ООС с интегро-дифференцирующим звеном, как это показано на рис.3.3.2а [75]. Для проведения коррекции применены изо-дромное звено - совокупность идеального интегрирующего Rl С1 звена с безынерционным на Сф, а также пассивное дифференцирующее из параллельно соединенных С1 и R2 последовательно с которыми включен резистор R4.
Средняя точка интегрирующего звена подключается к входу 1 усилителя-компаратора, а ко входу 2 - источник опорного напряжения на стабилитроне VD1. Сигнал с выхода усилителя-компаратора через блок управления обеспе чивает ключевой режим работы силового транзистора инвертора. Этот транзистор включается импульсами синхронизации, следующими с постоянной частотой от задающего генератора. При достижении нарастающего напряжения управления Uy(t), снимаемого с конденсатора С1, уровня U0n на VD1 усилитель-компаратор вырабатывает сигнал выключения транзистора (рис.3.3.26). При этом с повышением Ui за счет изменения напряжения на дросселе Ьф конденсатор С1 заряжается до U0n быстрее, что сокращает t6i до tQ2, обеспечивая постоянное значение напряжения на выходе ТПН. Угол модуляции изменяется практически от 0 до 1, что недостижимо в существующих блоках управления при высокой частоте преобразования.
Управляющий сигнал определяется как сумма сигналов на выходах безынерционного и интегрирующего звеньев, то есть uy (t) = U2 + uc (t), причем напряжение на выходе интегрирующего звена (на CI) uc(t) зависит от напряжения на дросселе: на интервале Ц это напряжение ицР(і) = Uj - U2, а на интервале ta, когда транзисторный ключ закрыт, идр(х) = U2. Наиболее эффективное действие предлагаемой инерционной ООС наблюдается в динамических режимах.
Математическое моделирование элементов силовой цепи и контура ООС ТПН выполнялось с использованием ДТС и метода усредненного пространства состояний (см. разд.2.2). По полученным моделям необходимо выявить возможность улучшения и регулирования ДВХ. Эквивалентная схема инерционных частей силовой цепи и канала ООС представлена на рис.3.3.3а. Преобразованная схема канала ООС изображена на рис.3.3.3б со схемами замещения конденсатора С1 интегрирующего звена (рис.3.3.Зв). Схемы замещения элементов силовой цепи используются в соответствии с рекомендациями из разд.2.2 (рис.2.2.1). Для составления схем приняты следующие допущения: транзисторный S1 и диодный S2 ключи идеальны; дроссель и конденсатор фильтра имеют постоянные значения основных параметров и потери в них пренебрежимо малы; ток перезарядки конденсатора С1 пренебрежимо мал по сравнению с током дросселя.
Используя уравнения (2.2.1) и (2.2.2) из разд. 2.2, а также (3.3.2) - (3.3.4), получим временные зависимости, описывающие характер изменения тока, напряжения и угла модуляции в ТПН с предложенной обратной связью. Результаты расчета приведены на рис.3.3.4 и 3.3.5. В режиме запуска выходное напряжение ТПН нарастает по закону, близкому к апериодическому (рис. 3.3.4), а бросок тока дросселя не превышает двукратного значения. Указанный апериодический характер изменения u2[n] обусловлен опережающим действием напряжения управления иу по отношению к выходному напряжению ТПН за счет заряда (разряда) конденсатора интегрирующего звена.
В режиме наброса (сброса) нагрузки (ток нагрузки изменяется в 3 раза) имеет место существенное снижение перерегулирования выходного напряжения, если сравнивать со случаем применения безынерционной ООС. Так при набросе нагрузки величина перерегулирования (провала) выходного напряжения снижена до 10... 12 %, а при сбросе выброс уменьшается до 12... 15 %, что отражает рис.3.3.5. Причем в первом случае напряжение на конденсаторе ис изменяется в области положительных, а во втором - в области отрицательных значений. Ток дросселя нарастает (спадает) монотонно.
Преобладающее влияние на величину перерегулирования оказывает постоянная времени интегрирующей цепи тин = Rl С1. Причем выявленная по результатам численного анализа зависимость имеет экстремальный характер (рис.3.3.6). Наиболее приемлемые значения постоянной времени, обеспечивающие наименьшую величину перерегулирования как при запуске, так и при сбросе-набросе нагрузки, находится в пределах хИн = (0,4 ... 0,6)Т0, где Т0 - период собственных колебаний выходного фильтра ТПН.
Установки с импульсными ТПН для реализации электрохимических технологий
Импульсные ТПН могут использоваться не только в электронных системах, но и в установках специального назначения, например, в области электрохимии. Основная особенность применения ТПН в таких установках заключается в получении падающей СВХ, близкой к СВХ идеального источника тока. Разработанные в диссертации импульсные ТПН с управляемой внешней характеристикой применены в следующих электрохимических установках:
- установки для электрохимической очистки воды;
- установки для катодной защиты стальных подземных сооружений и коммуникаций.
Установки первого типа решают задачу очистки воды с целью ее подготовки для питья и других бытовых нужд. Вода считается пригодной для питья при условии, что содержание солей, техногенных примесей и микроорганизмов не превышает предельно допустимых концентраций (ПДК), оговариваемых в ГОСТ 2874-82 на питьевую воду.
Теория электрообработки (кондиционирования) воды разработана в фундаментальных исследованиях Л.А. Кульского [88], в соответствии с которыми вода представляет собой гетерогенную систему. Дисперсная фаза в ней - это частицы различной природы и степени дисперсности, распределенные в водном растворе электролитов. При наложении электрического поля появляется возможность выделения дисперсной фазы, что и составляет основу процесса очистки воды.
Из [88, 89] известно, что под действием электрического тока в гидродисперсии протекают взаимосвязанные процессы. Среди этих процессов целесообразно выделить следующие:
- электрохимическое растворение металла анода;
- газовыделение на электродах с образованием пузырьков, поднимающихся на поверхность воды;
- коагуляция частиц в электрическом поле с электрофоретической транспортировкой их к электроду, имеющему противоположный по знаку заряд;
- восстановление переместившихся ионов металлов и органических соединений на аноде.
В бытовых условиях применяются электрохимические очистители непрерывного и дискретного типов действия. Первый из них содержит электролизер и камеру флотации, а у второго электролизер совмещен с камерой флотации и по этой причине у него более простая конструкция. В электролизере располагается электродный узел с набором плоских электродов, как правило, выполняемых из алюминия и/или стали (железа).
Очистители непрерывного типа действия осуществляет обработку непрерывно поступающей воды с заданным расходом. Очистители дискретного типа действия предназначены для обработки определенной порции воды в пределах заданного промежутка времени. Их выполняют в виде бытовых (индивидуальных) приборов с малой производительности (до 1 л/мин).
Важной составной частью очистителей является электронный блок с автоматикой, в котором содержится импульсный ТПН с падающей СВХ. На выходе ТПН вырабатывается постоянное или пульсирующее напряжение требуемого уровня. Это напряжение подается на электроды электролизера. Через обрабатываемую воду протекает постоянный ток заданной силы. Металл анода начинает растворяться с образованием активных гидрооксидов железа (алюминия). Они становятся центрами так называемых агрегатов, состоящих из частиц дисперсной фазы, то есть происходит гетерокоагуляция и электролитная коагуляция, а затем - флокуляция - образование устойчивых хлопьев. Одновременно протекает поляризационная коагуляция агрегатов в электрическом поле. Продукты коагуляции вместе с соединениями, переведенными в нерастворимую форму, транспортируются всплывающими пузырьками газа, выделившегося при электролизе, то есть происходит флотация. Образовавшаяся на поверхности воды пена содержит химически нейтральный шлам, относительно легко отделяемый фильтрованием.
Пределы изменения сопротивления воды между электродами (сопротивления нагрузки ТГШ) зависят от степени ее минерализации (содержания солей), площади электродов и расстояния между ними. Для нормального функционирования ТІШ с поддержанием стабильного тока между электродами при широком диапазоне изменения сопротивления нагрузки необходимо иметь возможность регулирования в автоматическом режиме уровня выходного напряжения, а также дискретно изменять эффективную площадь электродов. Кроме того, требуется защита от недопустимых изменений напряжения на электродах (ниже окислительно-восстановительного потенциала и выше значений, недопустимых по требованиям электробезопасности). Эти функции и обеспечение требуемого времени обработки воды реализует устройство автоматики. Методика расчета основных параметров электродного узла и формулирование основных требований к ТПН, входящему в бытовой прибор для электрохимической очистки воды дискретного типа действия, изложены в нашей работе [90], а схемотехнические и конструкторские решения всего прибора, ТПН, электродного узла и фильтра защищены патентами [91-94]. Прибор прошел полный цикл испытаний, по результатам которых выдан гигиенический сертификат ГОСКОМСАНЭПИДНАДЗОРА №001459 от 03.10.95 и подготовлен к серийному выпуску.
Разработанные ионаторы входят в состав автоматических устройств управления и контроля для водоочистительных установок. На эти устройства управления и контроля выдан сертификат соответствия РОСС RU, МП06. А00050 №02381898 от 05.07.98.
Следующее направление разработок связано с созданием импульсных ТПН для установок катодной защиты стальных подземных сооружений и коммуникаций. Эти установки предназначены для повышения коррозионной стойкости стальных сооружений в грунтах и водах. Катодная защита базируется на классической электрохимии (раздел, посвященный протеканию электрического тока в электролитах) [89]. Сам процесс защиты основан на окислительно-восстановительных реакциях, протекающих при прохождении электрического тока и обеспечивающих существенное ослабление процессов растворения и коррозии металлов. Таким образом, катодная защита предполагает резкое уменьшение электрохимической коррозии металлических сооружений в грунте приложению постоянного напряжения (пропускания электрического тока), но при этом происходит разрушение другого объекта - специально создаваемого анодного заземления. Основные проблемы и направления развития катодной защиты изложены в [95], а нормы и требования к установкам для катодной защиты-в [96].
Установка для катодной защиты включает в себя импульсный ТПН, электрод сравнения, анодное заземление, средства измерения и представления величины поляризационного потенциала для выработки управляющих воздействий. Наиболее часто применяются установки мощностью 0,2, 0,4, 0,8 кВт. Основное требование к применяемым ТПН состоит в возможности получения падающей СВХ. Предложенные в диссертации технические решения, базирующиеся на полученных результатах исследования, позволили создать модульные ТПН для таких установок различной мощности. Целесообразность перехода к модульной структуре обоснована в нашей работе [97] с учетом энергетических характеристик, производственных и эксплутационных затрат и показателей надежности.
