Содержание к диссертации
Введение
1. Исследование методов передачи дискретной информации с высокой удельной скоростью по первичным широкополосным каналам связи
1.1 Введение
1.2 Характеристики ППК
1.3 Анализ известных методов передачи дискретной информации по ПИК
1.3.1 Параллельная передача сигнала данных
1.3.2 Передача методом ОБП с видоизмененной, формой спектра
1.3.3 Корреляционное кодирование в.сочетании.
с однополосной модуляцией
1.4 Исследование методов многоуровневого кореляционного кодирования
1.5 Основные результаты главы I
2. Исследование методов формирования однополостных сигналов с коррекциоными.связми
2.1 Введение
2.2 Методы формирования амплитудно-модулированного сигнала с частично подавленной боковой полосой
2.3 Принципы построения быстродействующих цифровых трансверсальных фильтров
2.4 Оценка погрешностей.формирования сигналов с к ррреляционными связями
2.5, Основные результаты главы 2
3 Исследование методов приема сигналов с корреляционными связями
3.1 Введение
3.2 Модель системы связи при использовании в УПС однополосных сигналов с корреляционными связями
3.3 Анализ условий отсутствия межсимвольных помех при использовании сигналов с корреляционными связями
3.4 Оценка влияния отклонения фазы тактового колебания на уровень межсимвольных помех и помехоустойчивость .при передаче сигналов.с корреляционными связями 77
3.5 Оценка влияния отклонения фазы синхронного колебания в однополосном УНС с корреляционными связями на уровень,межсимврльшх.помех.и помехоустойчивость
3.6 Методы приема сигналов с корреляционными связями
3.6.1 Посимвольный прием
3,6.2 Квазиоптимальная фильтрация
3.6.3 Прием.по,максимуму.функции.правдоподобия
3.6.4 Результаты моделирования приемника максимального правдоподобия
3.7 Основные результаты главы 3
4 Исследование методов формирования синхронного и тактового колебаний в приемнике сигнала корреляционными связями
4.2 Методы построения систем тактовой синхронизации при передаче с высокими удельными скоростями
4.3 Методы построения систем фазирования опорного колебания в однополосных УШ с корреляционными связями
4.4 Исследование методов построения дискретных фазовращателей для систем фазирования опорных колебаний
4.5 Основные результаты главы 4
5. Эксперементальная проверка основных теоретических результатов 144
5.1 Структурная схема УПС
5.2 Задачи испытаний высокоскоростного У1ІС
5.3 Структурная схема и методика.измерени
5.4 Результаты измерений
5.5 Основные результаты главы 5
Заключение
Литература
Приложение
- Анализ известных методов передачи дискретной информации по ПИК
- Оценка погрешностей.формирования сигналов с к ррреляционными связями
- Оценка влияния отклонения фазы тактового колебания на уровень межсимвольных помех и помехоустойчивость .при передаче сигналов.с корреляционными связями
- Исследование методов построения дискретных фазовращателей для систем фазирования опорных колебаний
Введение к работе
Одной из основных задач, стоящих перед учеными и специалистами связи в ближайшие десятилетия, является разработка и внедрение цифровой интегральной сети связи. Повсеместное внедрение цифровых систем связи позволит существенно повысить качество телефонной и телеграфной связи, радио и телевизионного вещания, и удовлетворить растущие потребности народного хозяйства в передаче телеметрической информации и данных.
Внедрение цифровых систем передачи информации сопряжено с огромными капитальными затратами, исчисляемыми десятками миллиардов рублей, поэтому процесс внедрения цифровых систем растянется на многие годы. При этом в течение десятилетий будут совместно эксплуатироваться цифровая и аналоговая сети связи.
При одновременном существовании цифровой и аналоговой сетей связи возникает задача совместимости этих сетей, которая частично может быть решена путем создания высокоскоростных дискретных каналов на базе стандартных первичных широкополосных каналов j связи (60 108 кГц), которые в свою очередь должны быть организованы с помощью каналообразующей аппаратуры на основе первичных групповых трактов систем с частотным уплотнением.
Широкий интерес к использованию первичного широкополосного канала (ШК) для передачи дискретной информации обусловлен также бурно растущими потребностями техники передачи данных:. в высокоскоростных дискретных каналах.
Как показали расчеты /73/, использование ШК для передачи данных позволит в 2- 5 раз снизить удельную стоимость передачи / единицы информации по сравнению со стоимостью передачи по традиционно используемому каналу тональной частоты. Основным элементом аппаратуры передачи дискретной информации по аналоговым каналам, определяющим скоростные и качественные показатели всей системы в целом, является устройство преобразования сигналов (УПС), в котором сигнал данных приводится к виду, обеспечивающему его передачу по каналу связи, а также совершается обратное преобразование сигнала, поступившего от удаленного УПС, к исходному виду.
Создание высокоэффективных УПи, предназначенных для работы по ШК, позволило бы частично решить проблему совместимости цифровой и аналоговой сетей связи, а также удовлетворить растущие потребности техники передачи данных в высокоскоростных дискретных каналах. Поэтому актуальным и своевременным следует считать решение комплекса задач, связанных с синтезом, анализом и разработкой высокоэффективных УПС, предназначенных для передачи дискретной информации по ШК.
При проектировании высокоскоростных устройств преобразования сигналов, предназначенных для работы по ШК, возникают некоторые трудности, связанные с тем, что в полосе пропускания ПИК согласно рекомендации МККТТ 6.241 на одной из частот, равных 84,08 кГц, 84,1 кГц или 104,08 кГц, располагается групповая контрольная частота. В отечественных ШК, а также в ІШК ряда зарубежных стран групповая контрольная частота размещена на частоте 84,14 кГц.
Вопросы построения высокоскоростных УПС, предназначенных для работы по ШК, рассматривались МККТТ. В 1968, 1976 и 1980 годах МККТТ принял, соответственно, рекомендации V35, V36,VJ7 относительно передачи дискретной информации по ШК с контрольной частотой 104,08 кГц. Однако до настоящего времени не принято каких-либо рекомендаций, касающихся методов передачи дискретной . информации по ШК с групповой контрольной частотой, равной 84,14 кГц.
За последние годы у нас в стране и за рубежом разработано несколько типов высокоскоростных УПС, предназначенных для работы по ПИК с контрольной частотой 84,14 кГц с удельной скоростью I-j2 бит/с «Гц. Значительный вклад в решение вопросов построения высокоскоростных УПС, предназначенных для работы по ШК с контрольной частотой 84,14 кГц, внесли работы Данилова Б.С, Калмыкова Б.П., Лопатина СИ., Уринсона Л.С, Штейнбока М.Г., а также зарубежных ученых (Шуэли А., Тиси Ф., Гервена П.И.).
В 1980 году был принят Государственный стандарт № 24174-80, касающийся передачи данных по ШК со скоростями 48 и 64 кбит/с, в котором рекомендуется использовать в УПС биполярный псевдотроичный код четвертого порядка совместно с однополосной модуляцией. Удельная скорость передачи, соответствующая установленным ГОСТ № #4174-80 скоростям, также не превышает 1,5 бит/с»Гц. Вместе с тем, исследования предельных возможностей передачи дискретной информации по ГШК? проведенные в работах С.И.Лопатина, показали, что в таком канале может быть достигнута скорость передачи около 5 бит/с Гц. Однако вопросы построения высокоскоростных УПС, предназначенных для работы по ШК с высокими удельными скоростями, большими 1,5 2 бит/с Гц, в настоящее время изучены недостаточно.
Не решен вопрос выбора оптимального метода передачи по ШК с высокой удельной скоростью. Мало исследованы вопросы технической реализации высокоскоростных УПС.
Создание высокоэффективных УПС, предназначенных для работы по ГШК с высокими удельными скоростями, большими 1,5 2 бит/с«Гц, требует использования многоуровневых сигналов, перекрывающихся во времени, что в свою очередь предъявляет весьма жесткие требования к точности формирования и обработки сигналов. Наиболее радикальным средством решения этой задачи является применение цифровых методов обработки сигналов. Однако, высокие скорости передачи по ШК ввиду ограниченного быстродействия схемных элементов затрудняют непосредственное использование известных алгоритмов цифрового формирования и обработки сигналов. В связи с этим весьма актуальной является задача разработки методов цифрового формирования и обработки сигналов, позволяющих снизить требования к быстродействию элементной базы.
Недостаточно исследованы вопросы, связанные с построением простых в реализации и эффективных систем фазирования опорных колебаний при передаче многоуровневых сигналов с высокими удельными скоростями.
Перечисленные проблемы неизбежно возникают при проектировании высокоэффективных УПС, предназначенных для работы по ШК.
Цель настоящей работы заключается в исследовании принципов построения высокоскоростных УДС, работающих по ШК с удельными скоростями 2,5 3 бит/с Гц. Для достижения поставленной цели требуется решить ряд задач, основными из которых являются:
1. Выбор наиболее предпочтительного метода передачи цифровой информации по ШК с высокой удельной скоростью.
2. Оптимизация структуры и параметров цифрового УШ по двум противоречивым критериям: сложность реализации и помехоустойчивость.
3. Разработка относительно простых и эффективных методов цифрового формирования и обработки многоуровневых сигналов, позволяющих провести микроминиатюризацию высокоскоростного УПС.
4. Разработка и исследование систем фазирования опорных колебаний для УПС, работающих с высокими удельными скоростями.
5. Проведение экспериментальной проверки основных полученных теоретических результатов. Для решения поставленных задач используется теория оптимального приема, теория вероятностей, элементы динамического программирования и машинное моделирование.
Названные выше задачи последовательно решаются в главах 1-5 диссертационной работы, введении и залючении, некоторый дополнительный материал вынесен в два приложения. Прилагается акт внедрения.
Основные положения диссертационной работы, выносимые на защиту:
1. Обоснован выбор метода корреляционного кодирования в сочетании с однополосной модуляцией как наиболее предпочтительного для передачи цифровых сигналов по ШК с высокой удельной скоростью.
2. Предложен эффективный метод корреляционного кодирования и декодирования, инвариантный к смене полярности сигнала данных.
3. Найдена оптимальная форма спектра однополосного сигнала с корреляционными связями и структура передатчика высокоскоростного УПС.
4. Предложен эффективный и простой в реализации табличный метод цифрового формирования огибающих однополосного сигнала.
5. Получены выражения для условия селективности и Е-критерия для сигналов с корреляционными связями.
6. Получены оценки потерь помехоустойчивости, обусловленных не идеальностью систем фазирования, конечной разрядностью представления чисел и ограниченной ёмкостью буферной памяти, позволяющие обоснованно выбрать оптимальные параметры цифрового приемника сигналов с корреляционными связями.
7. Предложены методы фазирования синхронного и тактового колебаний, основанные на использовании соответствующих производных одномерной плотности вероятности демодулированного сигнала данных. Показано, что предложенные методы фазирования обладают улучшенными свойствами сходимости процесса фазирования по сравнению с известными методами.
8. Предложено два простых метода построения быстродействующих дискретных фазовращателей.
9. Разработан макет высокоскоростного устройства преобразования сигналов УПС-І44ШІ, в котором реализованы высокоэффективные методы формирования и приема сигналов, исследованные в работе.
На базе созданного макета проведена экспериментальная проверка основных теоретических результатов.
Основные научные положения, выводы и рекомендации, изложенные в диссертационной работе, входят в виде составных частей хоздоговорной НИР по теме "Разработка устройства преобразования сигналов для работы по стандартным каналам ЕАСС и каналам ухудшенного качества" и служат основой для СКР, проводимой в ЛНПО "Красная заря", по разработке высокоскоростного устройства преобразования сигналов УПС-І44ПШ.
Результаты, полученные в работе на различных этапах её выполнения, были представлены в докладах и обсуждены на областных научно-технических конференциях НТОРЭС им. А.С. Попова (г. Новосибирск 1974 1984 г.г.). Основные результаты исследований по теме диссертации нашли отражение в одиннадцати печатных работах, в том числе в трех авторских свидетельствах.
Анализ известных методов передачи дискретной информации по ПИК
Уменьшение влияния ЕЖЧ может быть достигнуто за счет организации в полосе ШК двух независимых подканалов путем частотного уплотнения /105/. При этом каждый из подканалов занимает участок ГШК с нормированными характеристиками ГВЗ и АЧХ и таким образом практически полностью исключается влияние РШКЧ. Недостатками данного способа являются потери некоторой полосы частот канала на расфильтровку, а также почти двухкратное увеличение оборудования в УШ.
В работе /I/ предложено использовать для ДЦ по ШК многоканальное УШ с ортогональными поднесущими. Причем, поднесущие выбираются таким образом, чтобы энергия группового сигнала данных в окрестностях КЧ была минимальна. При этом существенно уменьшается влияние КЖЧ. Кроме того, за счет увеличения единичного интервала в каждом подканале повышается устойчивость по отношению к импульсным помехам и снижаются требования к частотной характеристике ГВЗ широкополосного канала.
Однако групповой сигнал имеет большой пик-фактор, что может привести, вследствие ограничения в тракте передачи, к появлению нелинейных искажений и, следовательно, снижению помехоустойчи вости. Кроме того, УПС, реализующее такой способ передачи, сложнее чем одноканальное.. Передача методом ОБП с видоизмененной формой спектра.
В работе /67/ сообщается о разработке и результатах испытания УПС, основанного на использовании ОБП сигнала с видоизмененной формой спектра. Сущность метода заключается в том, что в спектре модулированного сигнала уменьшают по амплитуде частотные компоненты неподавленной боковой полосы, расположенной в окрестностях КЧ, и на такую же величину увеличивают по амплитуде частотные компоненты подавленной боковой полосы, расположенные симметрично относительно несущей. При этом в спектре модулированного сигнала появляется провал, а вид демодулированного сигнала не изменяется, поскольку он определяется суммой частотных компонентов, расположенных симметрично относительно несущей и не зависит от соотношения между их амплитудами /67/. Испытания показали /67/, что такое УПС некритично к искажениям, вносимым ЕЖЧ. Однако существенным недостатком такого УПС является неэкономичное использование полосы частот канала связи. Действительно, при расположении КЧ в центре канала даже в предельном случае для передачи данных может быть использовано только 0,70 0,75 полосы частот канала.. Корреляционное кодирование в сочетании с однополосной модуляцией.
Одним из наиболее эффективных методов передачи дискретной информации по ПИК является одноканальний метод, основанный на использовании линейного корреляционного кодирования в сочетании с однополосной модуляцией.
Впервые метод корреляционного кодирования в сочетании с однополосной модуляцией для передачи по ІЛІК был предложен в работах /51, 103/. Сущность метода заключается в том, что исходная двоич ная информационная последовательность {Qnj преобразуется в биполярную псевдотроичную последовательность [рп\ четвертого порядка по правилу /30/спектр которой с помощью однополосной модуляции переносится затем в полосу пропускания ШК.
Спектр последовательности {&"} полученной при линейном биполярном псевдотроичном кодировании четвертого порядка, содержит провалы в окрестностях частот J-= 0 , j= р=р и J т . Поэтому, при соответствующем выборе несущей частоты,провал в спектре линейного сигнала может быть размещен в окрестностях контрольной частоты 84,14 Гц /30, 31, 51/.
В работах /30, 31/ показано, что этот метод мало критичен к искажениям, вносимым РШЧ, однако при посимвольном приеме уступает в помехоустойчивости примерно 3 дБ., традиционно используемому двоичному методу передачи. В работах J 76, 88/ предложены эффективные методы приема, позволяющие зфчет использования естественной избыточности псевдотроичных сигналов приблизить помехоустойчивость передачи к потенциальной.
Очевидно, что одноканальний метод, основанный на использовании корреляционного кодирования в сочетании с однополосной модуляцией, проще в реализации, чем методы параллельной передачи.
В 1980 году данный метод с учетом его преимуществ был установлен Государственным стандартом ГОСТ № 24174-80 в качестве метода передачи данных по отечественным ШК со скоростями 48 и 64 кбит/с, что составляет 1 1,3 бит/с-1.Максимальная удельная скорость, которая может быть реализована при использовании линейных псевдотроичных кодов, составляет 1,5 » бит/с Гц /48/. Дальнейшее повышение удельной скорости пе редачи и эффективности использования дорогостоящего канала связи может быть достигнуто за счет увеличения числа уровней т на входе линейного кодопреобразователя. При увеличении числа уровней /Т? до четырех может быть реализована удельная скорость порядка 3 4 бит/с Гц /48/.
Использование многоуровневого корреляционного кодирования в сочетании с однополосной модуляцией в УПС, предназначенном для работы по ІШК с высокой удельной скоростью, позволило бы в определенной степени унифицировать вид сигнала и отдельные узлы высокоскоростных УПС, соответствующих ГОСТ 24174-80, а также УШ, работающих с более высокими удельными скоростями. Кроме того, использование данного метода в высокоэффективных УПС, работающих по DDK с контрольной частотой 84,14 кГц, позволит обеспечить совместимость таких УПС по типу сигнала на скоростях 64 и 128 кбит/с с устройствашпреобразования сигналов, разработанными для передачи дискретной информации по 1ШК с контрольной частотой 104,08 кГц, в соответствии с рекомендациями МККТТ VJ6 и V37.
Из приведенного краткого обзора известных методов передачи дискретной информации по ПІ1К с контрольной частотой 84,14 кГц видно, что наиболее перспективным для построения высокоэффективных УПС является одноканальний метод, основанный на использовании многоуровневого корреляционного кодирования совместно с однополосной модуляцией. Достоинствами этого метода являются: относительная простота реализации УПС, высокая помехоустойчивость, совместимость с методом передачи, установленным ГОСТ 24174-80 для работы по отечественным ГШК, а также совместимость на скоростях 64 и 128 кбит/с с методом передачи, рекомендованным МККТТ для работы по ПИК с контрольной частотой 104,08 кГц.В связи с этим при дальнейшем исследовании принципов построения УПС, предназначенных для работы с высокой удельной
Оценка погрешностей.формирования сигналов с к ррреляционными связями
Погрешность формирования однополосного сигнала с корреляционными связями определяется в основном погрешностью формирующих трансверсальных фильтров, обусловленной конечной длиной линии задержки ЦГ и конечным числом разрядов представления чисел.
Сложность ЦТФ, при заданной точности, зависит от вида синтезируемой частотной характеристики, которая, в свою очередь, определяется формой спектра однополосного сигнала и выбранным методом формирования однополосного сигнала.
Чтобы обоснованно выбрать форму спектра однополосного сигнала, метод формирования и параметры формирующих фильтров, обеспечивающих достаточно высокую точность формирования сигнала при минимальных аппаратурных затратах, необходимо провести оценку погрешности формирующих ЦТФ в зависимости от вида спектра однополосного сигнала при различных методах формирования.
При анализе погрешностей ЦТФ ограничимся рассмотрением задачи формирования амплитудно-модулированного сигнала с частично подавленной боковой полосой, со спектром типаи обусловлен наличием корреляционных связей между единичными элементами сигнала, а второй множитель п /представляет собой прямоугольник, скругленный на концах по закону "приподнятого косинуса" ; где oJi и и)2 частоты среза, одна из которых равна частоте несущей, а другая отстоит от первой на величину - - #(= А коэффициент скруглення.
Вид частотных характеристик К (и)) ,/ Мъ представлен на рис. 2.II. Частотная характеристика h(cO) со срезами типа "приподнятый косинус" выбрана для анализа по двум причинам: во-первых, такая характеристика удовлетворяет условию солективности /23, 55/, а во-вторых, низкочастотные эквиваленты формирующего фильтра с такой характеристикой легко реализуются в виде трансверсальных фильтров в силу хорошей сходимости ряда Фурье от такой функции.
Традиционно однополосный сигнал с корреляционными связями формируется в три этапа: вначале в линейном кодопреобразователе осуществляется преобразование /77 -ичной информационной последовательности в М-уровневую последовательность с корреляционными связями, спектр которой затем ограничивается формирующими фильтрами Нс fa) и Ик (CJJ, после чего осуществляется переносспектра огибающих синфазного и квадратурного компонентов, полученных на выходах формирующих фильтров, в полосу пропускания канала связи.
При кодовом методе введения корреляционных связей частотные характеристики формирующих фильтров с ( J и / C J представляют собой низкочастотные эквиваленты частотной характеристики , описываемой выражением (2.27).
Подставляя (2.27) в (2.18) после несложных преобразований получим выражение для частотных характеристик формирующих фильтров при фазоразностном методе формирования однополосного сигнала:
Форма передаточных характеристик фильтра и характеристик низкочастотных эквивалентов для фазоразностного и фильтрового метода показана, соответственно, на рис. 2.12 а, б, в, г).
Следует отметить, что переход от /77 -ичной последовательности к М-уровневой, осуществляемый в линейном кодопреобразователе, усложняет реализацию формирующих фильтров Нс( ) и Нк ( ) , поэтому с учетом линейности кодопреобразователя может оказаться целесообразным возложить функции кодопреобразователя на формирующие фильтры, В связи с этим представляет практический интерес сравнивать по сложности реализации кодовый и фильтровой методы тормаробание сигнала с ЧПБП со срезомтипа „ приподнять/и /госин//с."а. - синтезируемая лара/гтеристи/са, S Hi/3/ro 1G/3HOC/WHOMчастотные ж8иа/іентб/ при сразорс/знос методе, г-лри разосрц/!б/г?робом методе. введения корреляционных связей.
При фильтровом методе введения корреляционных связей частотные характеристики формирующих фильтров, полученных путем подстановки (2.25) в (2.18) и несложных преобразований?описываются выражениями:где Ис(и))и Нк ( /определяются формулами (2.28) и (2.29) при фа-зоразностном методе формирования однополосного сигнала и формулами (2.80) и (2.31) при фазофильтровом методе.При формировании огибающих синфазного и квадратурного компонентов однополосного сигнала с помощью ІДО неизбежно возникают погрешности,обусловленные конечным числом элементов задержки в ЦТФ, а также конечной разрядностью представления чисел.Рассмотрим, каким образом погрешность формирования связана с параметрами ЦТФ и формой синтезируемой частотной характеристики H((J)Известно, что передаточная функция ТФ описывается рядом Фурье /22/где Вп - коэффициенты передачи в отводах линии задержки ТФ.
В общем случае, для точного воспроизведения характеристики требуется бесконечное число членов разложения этой характеристики в ряд Фурье и, следовательно, бесконечное число элементов задержки ТФ. Если ограничиться 2.М звеньями задержки, 2Л/+І -членами ряда (2.33), то синтезированная частотная характеристика К (оО) будет отличаться от требуемой Н(сО) щ
Отличие синтезированной частотной характеристики, выражен ной равенством (2.33), от частотной характеристики НfcJJ можетбыть оценено с помощью среднеквадратичной ошибки, определяемойкак S/Выражение (2.34) с учетом равенства Парсеваля может быть преобразовано к следующему более удобному для практических вычислений видуУдобно ввести коэффициент № , показывающий отношение среднеквадратичной ошибки ко всей энергии Этот коэффициент может служить ориентировочным критерием при оценке минимально необходимого количества элементов задержки ТФ и при сравнении по сложности реализации описанных выше методов формирования сигнала AM с ЧПЕП.
С целью оценки погрешности и последующего выбора числа элементов задержки цифрового ТФ были составлены программы и проведены вычисления на ЭВМ нормированной среднеквадратичной ошибки //(V/ в зависимости от числа пар отводов линии задержки и формы синтезируемой частотной характеристики.Расчеты проводились для ТФ с частотными характеристиками, описываемыми выражениями (2.28)4-(2.32).Результаты вычислений представлены в виде графиков на рисунках 2.13 2.15.Сравнение графиков il(N) , приведенных на рисунках
Оценка влияния отклонения фазы тактового колебания на уровень межсимвольных помех и помехоустойчивость .при передаче сигналов.с корреляционными связями
При синхронной передаче данных с высокими удельными скоростями и приеме методом стробирования уровень межсимвольных помех на входе решающего устройства и, соответственно, помехоустойчивость передачи во многом зависят от точности оценки фазы тактового колебания t
Оценим влияние погрешности фазы тактового колебания на уровень межсимвольных помех и помехоустойчивость при использовании биполярного псевдотроичного сигнала 4-го порядка. Для сравнения оценим также уровень межсимвольных помех при использовании двоичного сигнала.
Предположим, что тракт передачи является идеальным, не вносит каких либо искажений и имеет передаточную функцию типа (3.22)
При оптимальном положении фазы тактов стробирующих импульсов Т =0 и использовании псевдотроичных сигналов импульсная реакции тракта удовлетворяет условию селективности (3.10)
Как было показано в предыдущем раз деле, условию (3.30) И (3.31) в частотной области соответствует приведенный спектр
Отклонение момента стробирования от оптимального положения на величину С эквивалентно сдвигу импульсной реакции на время 2Г . Известно /63/, что при сдвиге функции /т(г) на время f спектр сдвинутой функции P(t) может быть получен путем ум ножения спектра исходной функции на - (линейныйфазовый сдвиг), т.е. Результаты расчетов по формулам (3.38) и (3.39) представлены в виде графиков на Рис. «3.4.
Из рис. 3.4 видно, что при отклонении фазы тактовых строб и-рующих импульсов от оптимального положения уровень межсимвольной помехи при использовании псевдотроичного сигнала возрастает по закону, близкому к линейному, который можно с достаточной для . Из рис. 3.4 видно также, что псевдотроичный сигнал несколь-ко меньшей степени критичен к отклонению фазы тактовых стробирую щих импульсов, чем двоичный.
Межсимвольная помеха, вызванная отклонением фазы строби-рующих импульсов, приведет к снижению помехоустойчивости. Поскольку межсимвольная помеха имеет распределение близкое к нормальному, при одновременном воздействии межсимвольнойиллюстрации влияния отклонения фазы Т на помехоустойчивость на рис. 3.5 в виде графика приведены результаты расчета потерь помехоустойчивости в зависимости от погрешности фазы тактовых стробирующих импульсов. Расчеты произведены по формуле (3.43) для соотношения сигнал/флуктуационный шум 23 дБ, имеющего место в первичном широкополосном канале (ППК). Из графика, представленного на рис. 3,5 видно, что отклонения фазы тактового колебания от оптимального положения на величину меньшую 2$ длительности Т не приводит к заметным потерям помехоустойчивости.
Одним из основных факторов, определяющих качество приема однополосного сигнала данных, является точность установки фазы синхронного (опорного) колебания.Отклонение фазы синхронного колебания от идеального положения приводит к появлению межсимвольной интерференции между соседними посылками сигнала данных и, как следствие, к снижению помехоустойчивости приема.
Оценим влияние отклонения фазы синхронного колебания на уровень межсимвольных помех и помехоустойчивость при использовании в однополосном УПС биполярного псевдотроичного сигнала. Для сравнения оценим также уровень межсимвольных помех при использовании двоичного сигнала.
Однополосный сигнал данных S( tj описывается выражением /5/9 (3.44) где ( /- огибающая синфазного компонента однополосного СИГНа-ла,у( ) - огибающая квадратурного компонента однополосного сигнала, связанная с преобразованием Гильберта.Если тракт передачи является идеальным и не вносит помех и искажений, то при оптимальном положении фазы синхронного колебания, сигнал на выходе синхронного детектора Z.(t) совпадает с огибающей синфазного компонента однополосного сигнала, т.е.
Исследование методов построения дискретных фазовращателей для систем фазирования опорных колебаний
В современных модемах и УІ1С системы фазирования синхронного и тактового колебаний чаще всего выполняют в виде замкнутых дискретных систем авторегулирования. Одним из важнейших элементов замкнутых систем фазирования является управляемый генератор (УГ).
В низкоскоростных и среднескоростных модемах и УШ, выполненных на дискретных элементах, управляемый генератор, как правило, реализуется в виде цепочки, состоящей из местного высокостабильного задающего генератора (ЗГ) и дискретного фазовраща -теля ЦР), выполненного в виде делителя частоты (ДЧ). При этом точность подстройки фазы в основном определяется коэффициентом деления ДЧ. Чтобы обеспечить достаточно высокую точность подстройки фазы коэффициент деления делителя частоты выбирают равным 100 300. Следовательно, частота задающего генератора должна быть во столько же раз больше частоты входных колебаний, а узлы системы фазирования должны обладать соответствующим быстродействием.
Известно, что у современных микросхем быстродействие однозначно связано с потребляемой мощностью, и чем выше быстродействие, тем больше потребляемая мощность и меньше степень интеграции. Поэтому в дискретных системах фазирования высокоскоростных модемов и УПС использование широко известной схемы с делителем частоты нецелесообразно.
В работах /16, IV, 67/ предложены способы изменения фазы местного задающего генератора, которые позволяют снизить требования к быстродействию элементов схемы УГ. Рассмотрим известные ІЗТ методы построения дискретных фазовращателей с точки зрения целесообразности их использования в системах фазирования высокоскоростных УПС.
В работах /16, IV/ описан способ изменения фазы, основанный на том, что частота задающего генератора (3D выбирается равной частоте принимаемых колебаний, а изменение фазы местного колебания осуществляется с помощью А/ - элементной линии задержки (ЛЗ) с отводами, подключенной к выходу ЗГ. Каждый из элементов ЛЗ сдвигает фазу колебания, поступающего с предыдущего элемента, на угол Д У7 = 7ПГГ Коммутируя поочередно на выход устройства сигнала с отводов линии задержки, можно дискретно, с шагом Л і изменять фазу местного колебания. Данный способ позволяет существенно повысить предел рабочих скоростей системы синхронизации, однако устройство, реализующее способ, сложно и нетехнологично, так как содержит N элементарных аналоговых линий задержки и \N+1 ) - входовой коммутатор аналоговых сигналов.
Другим недостатком фазовращателя на линиях задержки является то, что такой фазовращатель может работать только на одной фиксированной скорости и поэтому при введении сетки скоростей в УПС необходимо иметь несколько фазовращателей. Уменьшение объема оборудования в таком фазовращателе может быть достигнуто за счет использования линий задержки, у которых времена.чзадержки взвешены по закону % 2 , где п = О, I, 2, ... . При этом необходимое число линий задержки равно лишь & /У . Однако, несмотря на существенное сокращение объема оборудования по сравнению с предыдущей схемой, фазовращатель на линиях задержки с взвешенными по закону Т-2 временами задержки также не универсален и нетехнологичен.
Более универсальными и удобными для реализации на цифровых элементах являются двухканальные фазовращатели, принцип действия которых основан на использовании выражения /7, 67/
Из выражения (4.51) следует, что гармоническое колебание с частотой С00 и фазой Ч может быть сформировано путем суммирования двух ортогональных колебаний C06U)ot и 6incQ0t с весами ol = 006 7 и & = -6ІП 7 . То есть, изменение фазы местного колебания может осуществляться путем изменения коэффициентов о/ и J$ , последующего умножения их на соответствующие ортогональные колебания С06 COQt и біґ)С0ои и суммирования результатов перемножения. При этом все элементы фазовращателя, основанного на выражении (4.51) будут работать на частотах, не превышающих о00 , и, следовательно, требование к быстродействию элементов схемы будет гораздо ниже, чем в фазовращателе на основе делителя частоты.
Впервые схема двухканального фазовращателя была предложена в 60-х годах. Однако в силу того, что при непосредственной реализации выражения (4.51) фазовращатель должен содержать формирователи двух коэффициентов d и J& и два перемножителя аналоговых сигналов, такой двухканальный фазовращатель не получил широкого применения.
В 70-х годах в работах /7, 67/ было предложено для формиро вания управляющих сигналов ol и J5 использовать реверсивный счетчик, применение которого дает возможность реализовать двух-канальный фазовращатель на цифровых элементах. Достоинство реверсивного счетчика заключается в том, что сумма чисел на его прямом и инверсном выходах всегда постоянна, так как одно из нихявляется инверсией другого, и равна III I.
Уменьшение одного из чисел приводит к увеличению на такую же величину другого, и наоборот. Предположим, что число на прямом выходе счетчика равно коэффициенту ol , а на инверсном /3 , тогда
Поэтому после умножения этих чисел соответственно на6.(i) СО о и З- (і ) = 4І-Пc )0t и суммирования ре-зультатов перемножения получим вектор
фаза которого при изменении oL от І до 0 может принимать значения от 1=0 до 7 - -р . При умножении на 5f {і ) - 6ІП сОо t и 2{І) = -СОдСд0Ь фаза будет изменяться в пределахТраектория движения конца вектора местного колебания приизменении ol и /3 представляет собой контур квадрата /7/.То есть, применение ограничения (4.53) вместо (4.52) приводит кпоявлению зависимости амплитуды местного колебания от его фазы.Причем, максимальное значение амплитуды, равное единице, соот ветствует /= - 2 , а минимальное значение, равное/2 , соответствует 7= -J— Т -р— , К=0,1,2 ... .При равномерном дискретном изменении чисел ol и Js величина изменения фазы (шаг коррекции Л 7 ) зависит от положения вектора местного колебания и разрядности реверсивного счетчика. Результаты расчетов А ах в зависимости от разрядности реверсивного счетчика /7 приведены в таблице 4.1.
Дальнейшим усовершенствованием двухканального фазовращателя, в котором в качестве формирователя управляющих сигналов оС и J$ используется реверсивный счетчик, является предложенный автором дискретный фазовращатель, показанный на рис. 4.6.Б отличие от известного фазовращателя, непосредственно
