Содержание к диссертации
Введение
1. Методы построения линейных усилителей мощности радиосигналов 13
1.1 Обзор методов построения линейных усилителей мощности с высоким КПД 13
1.2 Усилители мощности с раздельным усилением 21
1.3 Особенности применения усилителей с раздельным усилением в качестве усилителей мощности амплитудно-фазомодулированного колебания 24
1.4 Математическое описание амплитудно-фазомодулированного колебания 27
1.4.1 Математическая модель амплитудно-фазомодулированного колебания, образованного суммой гармонических колебаний 28
1.4.2 Особенности математического описания фазы амплитудно-фазомодулированного колебания 33
1.4.3 Влияние параметров сигнала на спектр его амплитуды и фазы Ъ1
1.5 Анализ методов уменьшения полосы спектра огибающей амплитуды и фазы 43
1.6 Постановка задач исследования 44
2. Усилители мощности с раздельным усилением с использованием мощных автогенераторов 47
2.1 Принцип работы усилителя мощности с раздельным усилением на основе мощного автогенератора 47
2.2 Исследование влияния фазочастотных характеристик каналов усилителя на уровень интермодуляционных искажений 57
2.3 Определение зависимости уровня интермодуляционных колебаний от полосы пропускания каналов 61
2.4 Анализ влияния аплитудно-фазовой конверсии в звеньях усилителя мощности на уровень интермодуляционных искажений 66
2.5 Анализ работы системы фазовой автоподстройки частоты с реальной характеристикой фазового детектора 71
2.6 Определение влияния неидеальности амплитудных характеристик ограничителей на линейность УМ 77
2.7 Сравнительная оценка параметров усилителей мощности с раздельным усилением 80
2.8 Выводы 81
3. Усилитель мощности с раздельным усилением на основе мощного автогенератора с балансным модулятором 84
3.1 Принцип работы усилителя мощности с раздельным усилением на основе мощного автогенератора с балансным модулятором 84
3.2 Анализ интермодуляционных искажений в усилителе мощности с балансным модулятором 90
3.3 Анализ работы усилителя мощности с балансным модулятором с ФВЧ в канале усиления огибающей амплитуды 95
3.4 Определение уровня интермодуляционных колебаний в усилителе мощности с балансным модулятором при усилении узкополосного случайного сигнала 96
3.5 Выводы 99
4. Применение линейных частотных корректоров в усилителях мощности с раздельным усилением 101
4.1 Исследование влияния линейных частотных преобразований на характеристики огибающей амплитуды и фазомодулированной составляющей амплитудо-фазомодулированного сигнала 101
4.2 Синтез линейных частотных корректоров 104
4.3 Двухканальный линейный усилитель мощности 109
4.3.1 Частотные свойства неидеальных линейных частотных корректоров 109
4.3.2 Анализ эффективности применения ЛЧК в двухканальных усилителях мощности 112
4.4 Выводы 116
5. Экспериментальное исследование усилителей мощности с раздельным усилением с использованием мощных автогенераторов 117
5.1 Постановка задач исследований 117
5.2 Выбор схемотехнических решений функциональных узлов усилителей мощности с раздельным усилением с использованием мощных автогенераторов 117
5.2.1 Амплитудный модулятор 118
5.2.2 Мощный автогенератор 123
5.2.3 Амплитудные и фазовый детекторы 129
5.2.4 Амплитудные ограничители 133
5.3 Математическое моделирование усилителя мощности с раздельным усилением на основе мощного автогенератора 134
5.4 Сравнительная оценка параметров усилителей мощности 139
5.5 Выводы 141
Заключение 144
Литература 146
- Усилители мощности с раздельным усилением
- Исследование влияния фазочастотных характеристик каналов усилителя на уровень интермодуляционных искажений
- Анализ интермодуляционных искажений в усилителе мощности с балансным модулятором
- Двухканальный линейный усилитель мощности
Введение к работе
В последние годы существенно возросли требования к надежности и технико-экономическим показателям радиопередающей аппаратуры. Наблюдается тенденция постоянного роста объемов передаваемой информации и количества абонентов систем радиосвязи. Увеличение информационных потоков приводит к тому, что для поддержания необходимых энергетических потенциалов каналов связи требуются передатчики все большей и большей мощности. Кроме этого разработано большое количество различных видов модуляции, требующих высокой линейности от радиочастотных усилителей мощности.
При создании передатчиков для систем радиосвязи в основном используется твердотельная элементная база [1]. Применение транзисторов в радиопередающих устройствах имеют некоторые особенности. В первую очередь это относится к ограничению максимальной мощности транзисторов, обусловленному физическими свойствами, не позволяющими беспредельно увеличивать мощность ВЧ и СВЧ транзисторов. Три основных фактора ограничивают мощность полупроводникового прибора: максимально допустимое значение напряженности электрического поля в полупроводнике, максимальная дрейфовая скорость движения носителей заряда в твердом теле и максимально допустимая температура полупроводниковой структуры и связанная с этим проблема отвода тепла от прибора. Развитие планарно-эпитаксиальной технологии и создание на ее основе СВЧ многоэмиттерных биполярных и многоканальных полевых транзисторов позволило приблизиться к теоретическому пределу максимальной мощности полупроводникового прибора. Однако даже при размещении в одном корпусе несколько транзисторных структур и специальных согласующих цепей, выполненных по интегральной технологии, мощность транзисторов в непрерывном режиме не будет превышать 100 Вт на частоте 1 ГГц и 10 Вт на частоте 10 ГГц. На более низких частотах эта мощность может быть увеличена до 200-ЗООВт [2].
В настоящее время для достижения более высоких мощностей усилителей мощности (УМ) радиосигналов широко применяется параллельная работа нескольких мощных транзисторов (нескольких УМ) на одну нагрузку. В некоторых случаях число параллельных каскадов может быть достаточно большим, что усложняет схему передатчика. Особенно сложно обеспечить необходимую мощность в линейных усилителях мощности для базовых станций сотовых систем связи, телевизионных передатчиков и ретрансляторов с одновременным усилением сигналов изображения и звука, системах связи, использующих шу-моподобные сигналы, сигналы с большой базой и в других системах, в которых передаваемый сигнал представляет собой амплитудно-фазомодулированное колебание (АФМК). В этом случае от УМ требуется высокая линейность амплитудной характеристики (уровень интермодуляционных составляющих -50... -60 дБ). Столь высокую линейность реализуют в большинстве случаев, используя суперлинейные ВЧ и СВЧ транзисторы, работающие в классе А. Вследствие низкого КПД такого режима работы максимальная выходная мощность суперлинейных транзисторов значительно меньше, чем у аналогичных, но предназначенных для работы в классах С, В или АВ. Так, например, разработанные Воронежским НИИ электронной техники (НИИЭТ) суперлинейные СВЧ транзисторы имеют максимальную мощность в пике огибающей до 50 Вт (прибор КТ9173А), а линейные транзисторы, работающие в классе АВ позволяют получить максимальную выходную мощность в непрерывном режиме до 300 Вт (прибор КТ9174А)[3], [4].
В связи с этим большой интерес представляет разработка структуры линейного усилителя мощности, в котором транзисторы работают в выгодном с точки зрения КПД режиме, а усилитель в целом имеет высокую линейность амплитудной характеристики.
Существует несколько методов построения линейных УМ радиосигналов с высоким КПД. Все их можно условно разделить на две группы:
УМ с автоматической регулировкой режимов, в которых повышение КПД достигается за счет выбора оптимальных режимов работы активных элементов линейного усилителя. При этом их режим изменяется в соответствии с изменением параметров усиливаемого сигнала.
Многоканальные УМ, в которых входной сигнал преобразуется в несколько сигналов, усиливаемых отдельно и поступающих на преобразователь, восстанавливающий исходный сигнал, но на более высоком уровне мощности. Каждый из преобразованных сигналов имеет такую форму и частотный диапазон, которые позволяют применять для их усиления усилители с высоким КПД. При этом после восстановления выходной сигнал будет иметь малый уровень нелинейных искажений.
Все эти методы достаточно хорошо изучены и нашли свое применение в основном в узкополосных одноканальных системах связи с AM и ОБП [14]. Их использование при построении линейных УМ сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией, применяемых в многоканальных системах связи, систем связи с шумоподобными сигналами, сигналами с большой базой, телевизионных передатчиков и ретрансляторов и др., наталкивается на определенные трудности, связанные с увеличением ширины полосы усиливаемого сигнала и предъявлением более жестких требований к линейности.
Таким образом, существует актуальная проблема - разработка методов построения линейных УМ с низким уровнем интермодуляционных искажений и высоким КПД для усиления сигналов с амплитудно-фазовой модуляцией.
Большой вклад в развитие этого направления внесли Артым А.Д., Шах-гильдян В.В., Завражнов Ю.В., Соатов Х.С., Розов В.М. и многие другие авторы. По вопросам построения линейных УМ с высоким КПД, их оптимизации и практического использования имеются многочисленные научные публикации как зарубежных, так и отечественных авторов. Большая их часть посвящена проработке метода раздельного усиления, как наиболее перспективного и по-
зволяющего получить как высокие энергетические характеристики, так и высокую линейность УМ []], [15], [26]. Однако практически во всех работах линейные усилители с высоким КПД рассматриваются с точки зрения усиления однополосных сигналов и сигналов с амплитудной модуляцией. Причем в обоих случаях передаваемым сообщением является речевой или телеграфный сигнал, то есть ширина спектра усиливаемого сигнала составляет не более 10 кГц. В научных публикациях мало отражены или вообще отсутствуют:
-вопросы, связанные с определением характеристик амплитудно-фазомодулированных сигналов и их особенностями,
-рекомендации о возможности применения известных схем линейных УМ с высоким КПД для усиления амплитудно-фазомодулированных сигналов
-данные о характеристиках УМ при усилении амплитудно-фазомодулированных сигналов.
Поэтому целью работы является разработка методов уменьшения интермодуляционных искажений амплитудно-фазомодулированных сигналов в усилителях мощности с раздельным усилением. Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие задачи:
Провести обзор методов построения линейных усилителей мощности, в том числе и усилителей мощности с раздельным усилением, а также примененных в них способов получения низкого уровня интермодуляционных искажений при сохранении высокого КПД.
Исследовать влияние вида амплитудно-фазомодулированного сигнала на свойства его огибающей амплитуды и фазомодулированной составляющей с точки зрения уровня интермодуляционных колебаний при усилении в усилителе мощности с раздельным усилением.
Разработать методы снижения интермодуляционных искажений в УМ с раздельным усилением.
Разработать схемы УМ с раздельным усилением с малыми интермодуляционными искажениями амплитудно-фазомодулированных колебаний.
Определить влияние параметров узлов предложенных УМ на уровень интермодуляционных искажений амплитудно-фазомодулированных колебаний.
Экспериментально проверить теоретические исследования.
Методы исследования. В работе использовались операторный метод, методы комплексных амплитуд, теории автоматического управления, статистической радиотехники, математического моделирования, экспериментального исследования.
Научная новизна работы заключается в том, что впервые:
для уменьшения величины интермодуляционных колебаний предложен метод получения идентичных частотных характеристик каналов усилителя мощности с раздельным усилением, основанный на применении системы ФАПЧ с мощным автогенератором;
разработан метод уменьшения интермодуляционных колебаний в усилителе мощности с раздельным усилением, основанный на изменении фазы выходного сигнала на я за счет работы канала усиления огибающей амплитуды.
разработан метод уменьшения интермодуляционных колебаний в усилителе мощности с раздельным усилением, основанный на использовании линейных частотных преобразований сигналов;
исследовано влияние вида амплитудно-фазомодулированного сигнала на свойства его огибающей амплитуды и фазомодулированной составляющей при усилении в усилителе мощности с раздельным усилением. Получено выражение для однозначного определения фазы произвольного амплитудно-фазомодулированного сигнала;
разработаны усилители мощности радиосигналов с раздельным усилением на основе предложенных методов, позволяющие снизить уровни интермодуляционных искажений, и исследованы их характеристики.
Практическая значимость полученных в работе результатов заключается в следующем:
разработан усилитель мощности с раздельным усилением с мощным автогенератором с уровнем интермодуляционных колебаний -50 дБ;
разработан усилитель мощности с раздельным усилением на основе мощного автогенератора с балансным модулятором, имеющий уровень интермодуляционных колебаний -60 дБ;
предложенные математические модели амплитудно-фазомодулированного колебания позволяют упростить анализ усилителей мощности с раздельным усилением для различных усиливаемых сигналов;
применение в усилителях мощности с раздельным усилением линейных частотных преобразователей позволило уменьшить уровень интермодуляционных колебаний на 6-30 дБ в зависимости от вида усиливаемого сигнала.
Апробация работы. Основные положения диссертационной работы докладывались и обсуждались на следующих конференциях и семинарах:
Научно-техническая конференция "Повышение помехоустойчивости систем технических средств охраны". Воронеж, 1995.
Научно-техническая конференция "Актуальные проблемы анализа и обеспечения надежности и качества приборов, устройств и систем". Пенза, 1996.
Научно-техническая конференция «Перспективные технологии в средствах передачи информации». Гаврилов-Посад: Институт оценки земли, 1997.
XXIV, XXVI Гагаринские чтения. Москва, 1998, 2000.
Научно-техническая конференция Студентов и аспирантов вузов России «Радиоэлектроника и электротехника в народном хозяйстве». Москва, 1998.
НТК "Перспективные технологии в передаче информации -ПТСПИ-99". Владимир, 1999г.
Научно-техническая конференция Муромского института ВлГУ. 1999 - 2002.
Публикации по теме диссертации. По материалам, изложенным в диссертации, опубликовано 22 работы, включая 10 статей, 11 тезисов докладов, 1 авторское свидетельство на полезную модель.
Результаты внедрения. Математические модели АФМК и усилителей мощности с раздельным усилением, а также методики моделирования в пакетах программ DesignLab, Matcad и Microwave Office внедрены в учебном процессе в Муромском институте ВлГУ.
Разработанные методы уменьшения интермодуляционных искажений в УМ с раздельным усилением и созданные на их основе функциональные схемы были использованы при выполнении хоздоговорной (с Муромским заводом радиоизмерительных приборов и ООО «Радиотех»), госбюджетных НИР:
«Исследование методов улучшения тактико-технических характеристик обзорной маловысотной РЛС за счет снижения УБЛ, стабилизации энергетического потенциала и автоматической компенсации помех» (2002-2003 г., №2817/02);
«Исследование и разработка методов и аппаратуры обработки сигналов» (1999-2002 гг., № гос. Per. 01910036569).
«Исследование методов построения и схем усилителя низкой частоты с ШИМ, работающего на емкостную нагрузку и методов уменьшения его электромагнитного излучения» (2003-2004 гг. №2946/03)
Структура работы. Диссертация состоит из введения, пяти глав, заключения, списка литературы. Объем диссертации составляет 153 страницы машинописного текста, включая 72 рисунка, 1 таблицу, список литературы из 78 наименований, включая 22 работы автора, в том числе 1 свидетельство на полезную модель.
Основные результаты и научные положения, выносимые на защиту.
Результаты анализа свойств огибающей амплитуды и фазомодулирован-ной составляющей амплитудно-фазомодулированного сигнала при усилении в усилителе мощности с раздельным усилением.
Методы уменьшения интермодуляционных колебаний в усилителях мощности с раздельным усилением.
Схемы усилителей мощности радиосигналов с раздельным усилением, основанные на предложенных методах, и результаты их анализа.
Экспериментальное подтверждение теоретических выводов и результатов математического моделирования на макетах реальных устройств.
Усилители мощности с раздельным усилением
Метод раздельного усиления особенно хорошо зарекомендовал себя в однополосных УМ [14], [9], [15]. Поскольку он основан на представлении усиливаемого сигнала как сигнала с амплитудно-фазовой модуляцией, то может быть использован в УМ различного рода. Например, метод раздельного усиления применим при построении универсальных УМ с высоким КПД, позволяющих усиливать как простые сигналы с амплитудной или фазовой модуляцией, так и сложные многочастотные и шумоподобные сигналы. Последнее справедливо, так как многочастотные и шумоподобные сигналы в случае их узкопо-лосности так же можно представить как сигнал с АФМ.
Основные особенности УМ, построенного по принципу раздельного усиления, определяются тем, что входной сигнал преобразуется в два сигнала -огибающую амплитуды и фазомодулированную составляющую, характеристики которых связаны друг с другом. Поскольку разделение входного сигнала и его восстановление на выходе УМ являются нелинейными операциями, то любые искажения составляющих (в том числе и линейные), приводят к появлению нелинейных искажений выходного сигнала УМ. Особенности отдельных узлов УМ связаны с их функциональным назначением и характеристиками огибающей амплитуды и фазомодулированной составляющей входного сигнала. Из схемы на рисунке 1.4. видно, что в УМ последовательно выполняются три функции: выделение (детектирование) составляющих, их усиление и восстановление (модуляция) исходного сигнала, но на более высоком уровне мощности. Поэтому функционально УМ с раздельным усилением удовлетворяет методу автокомпенсации, предложенному в [50]. Анализ указанного типа УМ с позиции теории автокомпенсации поможет получить более точные модели УМ с раздельным усилением и привести к синтезу вариантов схем УМ с более высокими техническими характеристиками. Детектирование составляющих.
Выделение фазомодулированного сигнала производится с помощью амплитудного ограничителя АО, который обеспечивает ограничение входного сигнала до 40-60 дБ [16] при малой амплитудно-фазовой конверсии (АФК). Столь жесткие требования по уровню ограничения связаны с тем, что амплитуда входного сигнала может иметь широкий динамический диапазон. В некоторых случаях с целью улучшения характеристик амплитудного модулятора можно ослабить требования по уровню ограничения, тем самым обеспечить своего рода подмодуляцию входного сигнала модулятора [14]. При этом следует ожидать некоторого увеличения нелинейных искажений выходного сигнала УМ за счет АФК и нелинейных (интермодуляционных) искажений в высокочастотном усилителе мощности (ВЧ УМ).
Выделение огибающей амплитуды происходит в амплитудном детекторе (АД). Основные требования, предъявляемые к нему, - это высокая линейность детекторной характеристики при широком динамическом диапазоне входного сигнала. Как показано в [15], наилучшие с этой точки зрения характеристики имеют синхронный АД и АД, вычисляющий огибающую по формуле A(t) = yS2(t) + S2(t), где S(t)- входной сигнал, S2(t)- сопряженный сигнал. Усиление составляющих. Усиление фазомодулированной составляющей происходит в высокочастотном усилителе мощности (ВЧ УМ). ВЧ УМ работает в энергетически выгодном режиме - классы С, В, АВ или в ключевом режиме. Огибающая амплитуды усиливается с помощью низкочастотного усилителя мощности с широтно-импульсной модуляцией (НЧ УМ ШИМ) [17]. Применение усилителя такого класса связано с тем, что он должен иметь хорошие энергетические показатели при высокой линейности амплитудной характеристики. Восстановление сигнала
Восстановление сигнала из фазомодулированной составляющей и огибающей амплитуды происходит в амплитудном модуляторе с коллекторной модуляцией (AM КМ), который позволяет обеспечить высокий КПД и достаточную линейность модуляционной характеристики. Как и в случае с АО, AM должен иметь малую АФК.
При проектировании УМ с раздельным усилениеннеобходимо учитывать амплитудно-частотные и фазо-частотные характеристики каскадов. Для восстановления сигнала в AM без нелинейных (интермодуляционных) искажений необходимо, чтобы огибающая амплитуды и фазомодулированная составляющая не имели амплитудно- и фазо-частотных искажений. Другими словами, совокупная АЧХ каждого канала (канала выделения и усиления фазомодулированной составляющей и канала выделения и усиления огибающей амплитуды) была линейная - горизонтальная, ФЧХ - линейная в полосах занимаемых составляющими. Кроме того, ФЧХ каналов должны быть идентичными, то есть сигналы в них должны иметь одинаковую задержку [12].
Обеспечение линейности и идентичности ФЧХ каналов-достаточно сложная задача. Причина в том, что каналы сильно отличаются по схемотехнической реализации и на выходе НЧ УМ ШИМ имеется ФНЧ высокого порядка, необходимый для подавления высокочастотного спектра ШИМ [18]. Задача еще более усложняется, если учесть, что полосы частот, занимаемые составляющими, значительно превосходят полосу частот входного сигнала УМ. Теоретически спектры составляющих бесконечны и на практике принимают, что они в 3-10 раз больше полосы входного сигнала.
Необходимо также отметить, что НЧ УМ ШИМ должен представлять собой усилитель постоянного напряжения, так как огибающая амплитуды содержит постоянную составляющую. Это значительно усложняет тракт усиления огибающей, требуя введения специальных схем поддержания нулевого уровня.
Исследование влияния фазочастотных характеристик каналов усилителя на уровень интермодуляционных искажений
Из [26] следует, что сильное влияние на уровень интермодуляционных искажений оказывает различие фазочастотных характеристик каналов. При этом для их полного устранения необходимо, чтобы каналы усилителя имели одинаковые постоянные времени и линейные ФЧХ. Однако в [26] показано, что при практической реализации нелинейностью ФЧХ можно пренебречь в силу малого влияния на уровень интермодуляционных искажений усилителя. В предлагаемой схеме удается получить практически идентичные ФЧХ каналов усилителя.
Для достижения идентичных ФЧХ необходимо, чтобы схемы на рисунках 2.4 и 2.5 имели равное петлевое усиление, а ФНЧ2 представлял собой схему, эквивалентную последовательному соединению ФНЧ1 и идеального интегратора. Эти условия трудновыполнимы, так как от усилителя УА требуется высокое усиление (Код РА = К0ф и может составлять более 10 ), а реализация идеального интегратора на относительно высоких частотах (спектр огибающей занимает широкую полосу, превышающую в 5-15 раз ширину спектра входного сигнала усилителя мощности) вызывает определенные сложности. Покажем, что можно значительно уменьшить Код, отказавшись от использования идеального интегратора в канале огибающей при сохранении практически идентичных ФЧХ каналов.
Таким образом, при выполнении условий (2.24) и (2.26) удается получить идентичные ФЧХ каналов и соответственно полностью устранить искажения, вызываемые их различием. Искажения, возникающие за счет нелинейности ФЧХ каналов, в несколько раз меньше, чем искажения, вызываемые полосы пропускания каналов, т.е. отклонением АЧХ от идеальной (линейной горизонтальной).
Определим уровни интермодуляционных составляющих в выходном сигнале УМ и их зависимость от полосы пропускания каналов. Коэффициент передачи канала огибающей амплитуды и системы ФАПЧ определяются выражениями (2.27) и (2.22). Постоянные времени, входящие в эти выражения, выбираются из условия получения заданной полосы пропускания и максимально плоской АЧХ в полосе пропускания.
Из рисунков 2.6 и 2.7 видно, что четные составляющие имеют на 10 дБ больший уровень по сравнению с нечетными. Кроме этого огибающая спектра четных составляющих имеет максимум, приходящийся на частоту равную при 64 близительно 0.8 f0,7. Таким образом, при применении в качестве усилителя фа-зомодулированной составляющей системы ФАПЧ в выходном сигнале УМ присутствуют интермодуляционные составляющие с частотами со о ±n-Q. Однако, при проведении моделирования было замечено, что четные составляющие образуются только в случае абсолютного равенства амплитуд двух поданных на вход колебаний. Любое, сколь угодно малое, их различие приводит к существенному изменению спектра интермодуляционных искажений. В этом случае интермодуляционные составляющие четного порядка пропадают (или их уровень становится меньше уровня шумов -100 дБ, вызываемых конечной точностью вычислений).
Из рисунка 2.9a. видно, что спектр интермодуляционных составляющих становится несимметричным. Интермодуляционные составляющие (к+), находящиеся в положительной относительно COQ частотной области (т.е. со стороны гармонической составляющей с большей амплитудой), имеют несколько меньший уровень. Кроме этого, как следует из рисунка 2.96, уровень составляющих к+ уменьшается значительно быстрее с увеличением полосы пропускания каналов по сравнению с составляющими к".
Анализ расчетов позволяет сделать вывод, что для определения влияния полосы пропускания каналов на уровень интермодуляционных искажений при двухчастотном входном сигнале УМ последний должен соответствовать выражению (2.28), так как случай, когда оба колебания имеют абсолютно одинаковую амплитуду, крайне маловероятен.
Из рисунков так же следует, что уровень интермодуляционных составляющих достаточно быстро уменьшается с увеличением сос. Так, увеличение сосн в 2 раза приводит к уменьшению величины интермодуляционных составляющих к/, к5\ к7" в спектре выходного сигнала УМ на 12-=-16 дБ.
Возникновение амплитудно-фазовой конверсии (АФК) обусловлено инерционностью ограничивающих элементов (диодов, транзисторов), нелинейностью их вольт-амперных характеристик и др. [23]. Следовательно, АФК будет иметь место в основном в элементах УМ, через которые проходит высокочастотный сигнал с переменной амплитудой.
Здесь флоь ФА02 И фАМ - фазо-амплитудные характеристики ограничителей и амплитудного модулятора, фВх и фвых - фаза входного и выходного сигналов канала усиления фазомодулированной составляющей соответственно. Амплитуды входных сигналов ограничителей ABxAoi(t) и ABxA02(t) равны амплитудам входного и выходного сигналов УМ соответственно. Зависимость уровня интермодуляционных составляющих УМ: а) от ТА , б) ОТ К Из рисунков видно, что, например, для получения уровня интермодуляционных составляющих менее -40дБ необходимо, чтобы постоянная времени канала огибающей была менее Сї/20%. При этом коэффициент К, определяющий нелинейность амплитудно-фазовой характеристики ограничителей, в основном влияет на уровень интермодуляционных составляющих высокого порядка (5-го и 7-го). С увеличение К уровень интермодуляционных составляющих 3-го порядка спадает на 6 дБ, а 5-го и 7-го достаточно резко возрастают (приблизительно на 10 дБ) при изменении К от 1 до 5
Таким образом, для уменьшения интермодуляционных составляющих, вызванных АФК в ограничителях, необходимо, чтобы они были идентичными, а канал усиления огибающей имел возможно большую полосу пропускания. При ее увеличении уменьшается ТА, что вызывает уменьшение интермодуляционных искажений со скоростью несколько большей, чем убывает ТА.
Анализ интермодуляционных искажений в усилителе мощности с балансным модулятором
Определим величину и характеристики спектра интермодуляционных составляющих в выходном сигнале УМ и их зависимость от полосы пропускания каналов. Как и в случае с УМ по схеме на рисунке 2.1, комплексный коэффициент передачи канала огибающей и системы ФАПЧ определяются выражениями (2.27) и (2.22). Постоянные времени, входящие в эти выражения, выбираются из условия получения заданной полосы пропускания и максимально плоской АЧХ в полосе пропускания. Постоянная времени ФНЧ2 должна быть меньше постоянной времени ФНЧ1 для того, чтобы канал усиления огибающей амплитуды реагировал на скачки фазы на п быстрее, чем петля ФАПЧ. Используя формулы (1.3), (1.26), (2.8), (2.9) и применяя прямое и обратное быстрое преобразование Фурье, были найдены интермодуляционные составляющие выходного спектра УМ. В качестве входного сигнала принят сигнал вида N S(t) = y\isin( 0it), i=l где N - число гармонических составляющих во входном сигнале. На рисунке 3.4 представлена временная диаграмма сигнала на входе УМ с балансным модулятором, а на рисунках 3.5 и 3.6 - спектры входного и выходного сигналов УМ с балансным модулятором.
Из рисунке 3.6 видно, что в спектре появляются интермодуляционные составляющие, максимальный уровень которых составляет около 60 дБ.
Для понимания различий в работе между УМ с балансным модулятором (рисунок 3.1) и УМ с амплитудным модулятором (рисунок 2.1) на рисунке 3.7 представлены сигналы в канале усиления огибающей амплитуды с амплитудным и балансным модуляторами. Видно, что в случае с балансным модулятором сигнал принимает как положительные, так и отрицательные значения, т. е. скачки фазы на и отрабатываются за счет балансного модулятора.
При проектировании усилителя мощности с раздельным усилением трудно обеспечить усиление постоянной составляющей в канале огибающей амплитуды. Рассмотрим случай, когда канал усиления огибающей амплитуды не пропускает постоянную составляющую. Для этого введем в него ФВЧ с частотой среза fep Ф1ЇЧ. Поскольку сигнал на модулирующем входе балансного модулятора принимает как положительные, так и отрицательные значения, можно ожидать, что при произвольном входном сигнале усилителя мощности постоянная составляющая в канале усиления огибающей амплитуды будет мала или полностью отсутствовать.
Из рисунка З.Ювидно, что максимальные уровни интермодуляционных колебаний на выходе усилителя мощности с ФВЧ и без ФВЧ в канале усиления огибающей амплитуды отличаются не более чем на 6 дБ, за исключением случая, когда А=Аі. В последнем случае повышенный уровень интермодуляционных искажений усилителя мощности с ФВЧ объясняется тем, что за счет работы балансного модулятора не удается полностью устранить постоянную составляющую в канале усиления огибающей амплитуды.
Показано, что в усилителе мощности с раздельным усилением с балансным модулятором канал усиления огибающей амплитуды может не пропускать постоянную составляющую. При этом, в отличиЕ от других схем усилителей мощности, не происходит значительного увеличения интермодуляционных искажений. Этот эффект позволят существенно упростить требования, предъявляемые к каналу усиления огибающей амплитуды. Отпадает необходимость с высокой точностью поддерживать нулевой уровень сигнала, облегчается синтез амплитудного модулятора, так как отсутствие постоянной составляющей в модулирующем сигнале позволит применить трансформаторы, а также использовать схемы с автомодуляцией.
Анализ, проведенный в пункте 1.4.3 главы 1, показывает, что с точки зрения обеспечения минимальных интермодуляционных искажений в УМ с раздельным усилением наиболее неблагоприятными являются входные сигналы усилителя с равномерным спектром. При усилении узкополосных сигналов с равномерным спектром выделяемые фазомодулированная составляющая и огибающая амплитуды будут иметь широкий спектр.
На практике в большинстве систем передачи информации с целью максимального использования отведенного частотного диапазона, повышения помехозащищенности и скорости передачи информации, способы и законы формирования радиочастотных сигналов выбираются такими, чтобы получить сосредоточенный в некоторой частотной полосе сигнал с равномерной спектральной плотностью.
Возможность применения частотной коррекции для уменьшения ширины спектра составляющих амплитудо-фазомодулированного сигнала основана на данных из [12], где проведен расчет спектров огибающей амплитуды и фазомо-дулированной составляющей для однополосного сигнала. Расчеты показывают, что при формировании однополосного сигнала из типичного речевого сообщения (спектр сигнала имеет экспоненциальное распределение) и представлении его как случайного процесса полоса частот по уровню 0.1, занимаемая огибающей амплитуды и фазомодулированной составляющей, составляет соответственно 0.24 и 0.35 от полосы исходного речевого сигнала. С целью корректировки исходного экспоненциального распределения спектра речевого сигнала до равномерного был введен в тракт формирования однополосного сигнала частотный корректор. Это привело к расширению спектров огибающей амплитуды и фазомодулированной составляющей соответственно до 0.9 и 1.5 от полосы исходного речевого сигнала.
Таким образом, если применить к исходному колебанию с равномерным спектром частотное корректирование, которое позволит сформировать сигнал с явно выраженным максимумом спектральной плотности, то следует ожидать уменьшения полос частот, занимаемых его огибающей амплитуды и фазомодулированной составляющей.
Двухканальный линейный усилитель мощности
При синтезе ЛЧК в качестве направленных ответвителей НО могут быть использованы 3-х децибельные квадратурные ответвители на микрополоско-вых линиях. Усилители мощности УМ1 и УМ2 представляют собой 2 одинаковых усилителя с раздельным усилением, выполненным по одной из известных схем.
С целью определения частотных свойств направленных ответвителей был произведен их расчет согласно методике, представленной в [44]. Направленный ответвитель был рассчитан на частоту 300 МГц. Для нахождения параметров НО была применена программа математического моделирования СВЧ схем Microwave Office 2000. На рисунке 4.7 представлены АЧХ направленного ответ-вителя.
Из рисунка видно, что рабочая полоса частот НО составляет порядка 30% от центральной частоты, что значительно больше возможной полосы частот входного сигнала УМ с раздельным усилением. Используя пакет программ Microwave Office 2000, были найдены частотные свойства ЛЧК. Для определения потенциальных возможностей частотный корректор был рассчитан на достаточно широкую полосу пропускания - 10%. В качестве линий задержки применены отрезки линии передач с распределенными параметрами. Длина линий определяется по формуле где и - скорость распространения сигнала по линии задержки, Q - полоса частот входного сигнала УМ. АЧХ корректоров показаны на рисунке 4.8. АЧХ корректораї {идеальная} = АЧХ корректора2 (идеальная) АЧХ корректораї (моделированная в Micro Waiv Office) АЧХ корректора2 (моделированная в Micro Waiv Office) Рисунок 4.8. АЧХ корректоров
Анализируя схему на рисунке 4.6, можно сделать вывод, что цепь, состоящая из двух последовательно включенных ЛЧК, не должна вносить частотных искажений, т.е. АЧХ должна представлять прямую горизонтальную линию во всем диапазоне усиливаемых частот. На рисунке 4.9 показана сквозная АЧХ двух последовательно соединенных корректоров.
Из рисунков следует, что применение ЛЧК позволяет в 3-5 раз уменьшить частотные полосу огибающей амплитуды и фазы. В свою очередь, это позволит упростить требования к частотным свойствам каналов усиления огибающей амплитуды и фазомодулированной составляющей УМ с раздельным усилением (см. рисунок 4.6 УМІ и УМ2).
Как и в предыдущих случаях, определим величину и характеристики спектра интермодуляционных составляющих в выходном сигнале УМ и их зависимость от полосы пропускания каналов. АЧХ канала огибающей и системы ФАПЧ определяются выражениями (2.27) и (2.22). Постоянные времени, входящие в эти выражения, выбираются из условия получения заданной полосы пропускания и максимально плоской АЧХ в полосе пропускания. Используя формулы (1.3), (1.26), (2.8), (2.9) и применяя прямое и обратное быстрое преобразование Фурье, были найдены интермодуляционные составляющие выходного спектра УМ (рисунок 4.14).
Можно сделать вывод, что применение ЛЧК позволяет в данном случае снизить интермодуляционные искажения на 25..30дБ. При этом степень уменьшения искажений практически не зависит от полосы пропускания каналов усиления составляющих входного сигнала УМ.
1. Проведено исследование влияний линейных частотных преобразований на характеристики огибающей амплитуды и фазомодулированной составляющей амплитудно-фазомодулированного сигнала. Указывается, что самым неблагоприятным с точки зрения уровня интермодуляционных колебаний является узкополосный сигнал с равномерным спектром. Предложено для уменьшения полосы спектра огибающей амплитуды и фазы применять частотное корректирование, которое позволит сформировать сигнал с явно выраженным максимумом спектральной плотности.
2. Проведен синтез линейных частотных корректоров для двухканально-го усилителя мощности с раздельным усилением. Найдены их передаточные функции. Показано, что применение двух идентичных корректоров на входе и выходе усилителя мощности не вносит частотных искажений.
3. Разработана схема двухканального усилителя мощности с линейными частотными корректорами. Проведен анализ частотных свойств реальных частотных корректоров. Показана возможность синтеза корректоров с полосой пропускания 15-20% от центральной частоты. Найдено, что применение синтезированных линейных частотных корректоров позволяет уменьшить частотную полосу огибающей амплитуды и фазы в 3-5 раз, что позволило уменьшить уровни интермодуляционных колебаний на 25-30 дБ.
