Содержание к диссертации
Введение
1 Актуальность, текущее состояние, цель и задачи работы 10
1.1 Области применения фазовращателей 10
1.1.1 Перспективные области применения фазовращателей .10
1.1.2 Приемо-передающие модули антенных решеток 10
1.1.3 Дефазированные усилители мощности 12
1.1.4 Системы коррекции усилителей мощности
1.2 Основные технологические процессы производства высокочастотных интегральных схем .17
1.3 Основные параметры фазовращателей .19
1.4 Принципы построения интегральных высокочастотных фазовращателей
1.4.1 Классификация интегральных схем фазовращателей .22
1.4.2 Проходные фазовращатели .22
1.4.3 Отражательные фазовращатели 24
1.4.4 Коммутируемые фазовращатели .25
1.4.5 Векторные фазовращатели 1.5 Обзор коммерческих реализаций интегральных схем фазовращателей .27
1.6 Перспективы развития .31
1.7 Цель и задачи работы 33
2 Разработка методик снижения ошибок векторных фазовращателей .35
2.1 Анализ схем построения векторных фазовращателей .35
2.2 Анализ влияния амплитудно-фазового дисбаланса схем формирования квадратурных сигналов на ошибки фазовращателя .42
2.3 Анализ реализаций основных блоков векторного фазовращателя
2.3.1 Симметрирующие устройства .46
2.3.2 Схемы формирования квадратурных сигналов .47
2.3.3 Усилители с регулируемым коэффициентом передачи .52
2.4 Методики снижения ошибок векторных фазовращателей 56
2.4.1 Снижение нагрузочной емкости полифазного RLC-фильтра 56
2.4.2 Применение полифазного RC-фильтра в небалансном включении .61
2.4.3 Калибровка векторного фазовращателя .68
2.5 Выводы .72
3 Реализация и моделирование векторных фазовращателей УВЧ и СВЧ диапазонов .74
3.1 Общие положения и обобщенная методика параметрического синтеза 74
3.2 Реализация и моделирование фазовращателя УВЧ диапазона
3.2.1 Реализация блока преобразования высокочастотного сигнала .78
3.2.2 Моделирование векторного фазовращателя УВЧ диапазона .85
3.3 Реализация и моделирование фазовращателя СВЧ диапазона .93
3.3.1 Реализация блока преобразования высокочастотного сигнала .93
3.3.2 Моделирование векторного фазовращателя СВЧ диапазона .99
3.4 Выводы 104
4 Экспериментальное исследование характеристик векторных фазовращателей УВЧ и СВЧ диапазонов 106
4.1 Измерительная установка 106
4.2 Разработка программного обеспечения для автоматизации измерений 110
4.3 Исследование характеристик фазовращателя УВЧ диапазона 115
4.4 Разработка программного обеспечение для калибровки 119
4.5 Исследование характеристик фазовращателя СВЧ диапазона 122
4.6 Анализ и сопоставление результатов 126
4.7 Выводы 130
Заключение 131
Список литературы 135
- Системы коррекции усилителей мощности
- Анализ влияния амплитудно-фазового дисбаланса схем формирования квадратурных сигналов на ошибки фазовращателя
- Реализация и моделирование фазовращателя УВЧ диапазона
- Разработка программного обеспечения для автоматизации измерений
Системы коррекции усилителей мощности
Современные системы связи используют мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM). В данной схеме модуляции передаваемый сигнал состоит из большого числа близко расположенных ортогональных поднесущих. Каждая поднесущая представляет собой сигнал, модулированный по обычной схеме. Поскольку OFDM-сигнал является суммой поднесущих, во временной области в некоторые моменты времени поднесущие складываются в фазе, а в некоторые – в противофазе. При этом формируются максимумы и минимумы результирующего сигнала, что приводит к увеличению пик-фактора, т.е. отношения пиковой мощности к средней мощности сигнала.
Как известно, линейные усилители мощности в связи с постоянной рассеиваемой мощностью обеспечивают максимальный коэффициент полезного действия (КПД) только при работе на максимальную выходную мощность. При этом КПД высокочастотных линейных усилителей мощности, изготавливаемых по КМОП-технологии, как правило, не превышает 30 % [6]. Однако для усиления сигналов с большим пик-фактором с приемлемым уровнем нелинейных искажений рабочая точка должна быть установлена с учетом пиковой мощности сигнала, что приводит к значительному уменьшению КПД.
КПД ключевых усилителей мощности выше линейных вследствие низкой рассеиваемой мощности, как правило, превышает 40 % [7, 8]. Поскольку в данном режиме активный элемент находится только в двух рабочих состояниях, усиление амплитудно-модулированных сигналов напрямую невозможно. Существует ряд подходов, применяемых для усиления сигналов с высоким пик-фактором с использованием ключевых усилителей мощности [9], одним из которых являются дефазированные усилители мощности [10].
Высокочастотный тракт дефазированного усилителя мощности изображен на рисунке 1.3 и состоит из опорного генератора (ОГ), двух фазовращателей (ФВ), двух ключевых усилителей мощности (УМ) и схемы сложения мощностей [11]. Управляющие сигналы фазовращателей Ui и Uq формируются на основе информационного сигнала модулированного как по амплитуде, так и по фазе. Низкочастотный амплитудно-фазомодулированный сигнал раскладывается на два фазомодулированных сигнала. На основе информации о фазе каждого из фазомодулированных сигналов формируются управляющие сигналы Ui и Uq, изменяющие фазу выходных высокочастотных сигналов фазовращателей, которые усиливаются ключевыми усилителями мощности. При сложении выходных сигналов усилителей мощности формируется усиленный амплитудно-фазомодулированный сигнал. УМ ФВ \ Ui ОГ ( +
Несмотря на высокую линейность перечисленных выше схем усилителей сигналов с высоким пик-фактором, для удовлетворения требований по уровню нелинейных искажений, предъявляемых современными системами связи, может потребоваться применение дополнительных схем линеаризации. Для линеаризации передающего тракта применяется ряд подходов [12] наиболее эффективным и широко распространенным из которых является метод предыскажений, реализующийся с использованием цифровой [13] или аналоговой [14] схем коррекции.
Структурная схема передающего тракта с использованием схемы цифровой коррекции изображена на рисунке 1.4 и состоит из источника сигнала (ИС), блока цифровой коррекции (ЦК), цифро-аналогового преобразователя (ЦАП), фильтров нижних частот (ФНЧ), модулятора (М), полосового фильтра (ПФ), усилителя мощности (УМ), ответвителя (ОТВ), демодулятора (Д), аналого-цифрового преобразователя (АЦП), сигнального процессора (СП) и опорного генератора (ОГ). Передаваемый сигнал поступает на вход блока цифровой коррекции, где в него вносятся изменения обратные искажениям усилителя мощности. При помощи петли обратной связи сигнальным процессором параметры блока цифровой коррекции изменяются в соответствии с изменением характеристик усилителя мощности. Достоинствами данного подхода являются относительная простота реализации и гибкость настройки. К недостаткам можно отнести высокий уровень потребляемой мощности и повышенные требования по полосе пропускания, предъявляемые к элементам
коррекции На рисунке 1.5 изображена структурная схема передающего тракта с использованием схемы аналоговой коррекции. Тракт состоит из блока формирования сигнала, преобразователя по частоте вверх, опорного генератора, полосового фильтра, блока аналоговой коррекции и усилителя мощности. Передаваемый сигнал генерируется блоком формирования сигнала, переносится по частоте вверх, предыскажается блоком коррекции на основе информации о передаточной характеристике усилителя мощности и далее усиливается. Результат работы системы аналоговой коррекции аналогичен результату цифровой коррекции, с той разницей, что предыскажается не низкочастотный, а высокочастотный модулированный сигнал. При использовании аналоговой коррекции отсутствуют повышенные требования к элементам тракта и необходимость повышения тактовой частоты. Кроме того, работа корректора возможна без вмешательства в работу схемы формирования сигнала. Основным недостатком аналоговой коррекции является сложность реализации.
Анализ влияния амплитудно-фазового дисбаланса схем формирования квадратурных сигналов на ошибки фазовращателя
Проведем анализ влияния амплитудно-фазового дисбаланса схем формирования квадратурных сигналов на амплитудную и фазовую ошибки фазовращателя с использованием векторной диаграммы, представленной на рисунке 2.8.
Амплитудно-фазовый дисбаланс выражается в относительном изменении амплитуды и фазы квадратурных векторов. Пусть вектор V представляет собой вектор VQ, отклонившийся от исходного положения на градусов с амплитудой, изменившейся в а раз, тогда проекции Vl и VQ вектора V на оси I и Q равны
На рисунках 2.9а и 2.9б изображены зависимости амплитудной и фазовой ошибок фазовращателя от амплитудно-фазового дисбаланса квадратурных компонент, а именно амплитудного дисбаланса а и фазового дисбаланса є для произвольного фазового состояния р в диапазоне от 0 до 180 градусов. Полученные выражения амплитудной и фазовой ошибок могут быть использованы при синтезе схем формирования квадратурных сигналов для определения требований по амплитудно-фазовому дисбалансу.
На основе проведенного анализа можно сделать следующие выводы:
1. Максимальная амплитудная ошибка определяется преимущественно амплитудным дисбалансом квадратурных компонент, при этом фазовый дисбаланс несколько снижает амплитудную ошибку.
2. Максимальная фазовая ошибка определяется как амплитудным, так и фазовым дисбалансом квадратурных компонент. При этом для обеспечения разрядности шесть бит, т.е. фазовой ошибки не более 2,8 градуса, при амплитудном дисбалансе не более 0,5 дБ, фазовый дисбаланс не должен превышать 1,9 градуса.
Зависимости амплитудной (а) и фазой (б) ошибок от амплитудно-фазового дисбаланса квадратурных компонент 2.3 Анализ реализаций основных блоков векторного фазовращателя 2.3.1 Симметрирующие устройства
Симметрирующие устройства используются для преобразования небалансного сигнала к балансному виду. Можно выделить следующие типы симметрирующих устройств: активный преобразователь [51], [52], [54], [73] планарные трансформаторы и ответвители на длинных линиях [47, 74], схемы на сосредоточенных компонентах [75].
Принципиальная схема одного из вариантов реализации активного преобразователя, использованная в [54], изображена на рисунке 2.10 и состоит из двух каскадов на МОП-транзисторах Т1 и Т2 соответственно. МОП-транзистор Т1 подключен по схеме с общим затвором, в то время как МОП-транзистор Т2 – по схеме с общим истоком. Выходное напряжение первого каскада синфазно с входным напряжением, в то время как выходное напряжение второго каскада – противофазно.
Рисунок 2.10 – Схема активного симметрирующего устройства из [54] Достоинствами активных преобразователей являются малая занимаемая площадь и возможность снижения коэффициента шума. Недостатками являются потребляемая мощность и ограничение динамического диапазона сверху. При работе в СВЧ диапазоне для компенсации паразитных емкостей может также потребоваться применение индуктивностей в нагрузке, что увеличит занимаемую площадь. Кроме того разброс технологических параметров может привести к значительному увеличению амплитудно-фазового дисбаланса преобразователя.
В работах [47, 74] для преобразования сигнала к балансному виду и обратно использованы планарные трансформаторы. Преимуществами данного подхода являются минимизация занимаемой площади кристалла за счет вложенной структуры первичной и вторичной обмоток трансформатора, отсутствие потребляемой мощности. Известным недостатком является высокая чувствительность характеристик к разбросу параметров первичной и вторичной обмоток трансформатора.
Пассивные схемы на компонентах с сосредоточенными параметрами являются компромиссным решением между применением активных преобразователей и планарных трансформаторов.
Реализация и моделирование фазовращателя УВЧ диапазона
В данной главе представлены результаты реализации и моделирования блоков преобразования высокочастотного сигнала векторных фазовращателей УВЧ и СВЧ диапазонов. Блок преобразования высокочастотного сигнала преобразует входной высокочастотный сигнал в соответствии с аналоговыми управляющими сигналами, поступающими от блока управления. Блоки управления фазовращателей представлены в Приложении. Фазовращатели реализованы на основе моделей элементов, выполненных по 0,18 мкм КМОП-технологии, фирмы UMC. Моделирование векторных фазовращателей проведено с использованием набора программ Virtuoso из состава программного пакета Cadence.
Фазовращатель УВЧ диапазона реализован на основе структуры, показанной на рисунке 2.1, преобразование сигнала в которой осуществляется из небалансного сигнала в балансный и далее в пару дифференциальных квадратурных сигналов. При этом использован усилитель с регулируемым коэффициентом передачи, реализующий принцип удвоения коэффициента усиления по току. Данный усилитель снижает нагрузочную емкость полифазного RLC-фильтра, что, как показано в подразделе 2.4.1, приводит к снижению амплитудно-фазового дисбаланса выходных сигналов и, как следствие, снижению амплитудной и фазовой ошибок фазовращателя.
При реализации структуры фазовращателя СВЧ диапазона использован полифазный RC-фильтр в небалансном включении, предложенный в подразделе 2.4.2. При этом дифференциальные квадратурные сигналы формируются непосредственно из входного небалансного сигнала. Предложенный подход позволяет избежать необходимости преобразования входного сигнала к балансному виду, а, следовательно, исключить из блока преобразования высокочастотного сигнала входное симметрирующее устройство и связанный с ним амплитудно-фазовый дисбаланс. Реализация векторного фазовращателя как процесс создания принципиальной схемы устройства относится к классу задач параметрического синтеза. При этом предполагается, что структура устройства определяется согласно исходным вариантам построения, рассмотренным в разделе 2. Следовательно, задача формулируется как отыскание значений элементов по критерию минимизации амплитудной и фазовой ошибок фазовращателя. Исходными данными для параметрического синтеза фазовращателей являются: разрядность N, диапазон рабочих частот f, минимальный коэффициент передачи Бгітіп, фазовая ошибка ртах, амплитудная ошибка атах. Рассмотрим обобщенное представление методики параметрического синтеза векторного фазовращателя, использованной при реализации векторных фазовращателей УВЧ и СВЧ диапазонов.
Этап 1. На основе заданных амплитудной атах и фазовой сртах ошибок, с использованием выражений 2.9 и 2.10, определить требования к амплитудно-фазовому дисбалансу схем формирования квадратурных сигналов.
Этап 2. На основе заданного диапазона рабочих частот / рассчитать схемы формирования квадратурных сигналов.
Этап 2.1. Для симметрирующего устройства на основе ФНЧ-ФВЧ секций номиналы определяются из соотношений: /о = ;=, (3.1) 2nyLC 2R Q2=_Ei, (3.2) где /0 - центральная частота рабочего диапазона, RBX - сопротивление источника сигнала (50 Ом), RL - входной импеданс полифазного ЯІС-фильтра на центральной частоте. Для полифазного RLC-фильтра рассчитать номиналы по известному значению центральной частоты и заданному значению добротности [46]:
Для минимизации фазовой ошибки добротность целесообразно выбирать равной 1. Отметим, что изменением добротности можно расширить полосу рабочих частот за счет увеличения амплитудно-фазового дисбаланса. Этап 2.2. Номиналы элементов полифазного RC-фильтра определяются с использованием параметрического анализа по критерию минимизации амплитудного дисбаланса в полосе рабочих частот. Начальное приближение для фильтра второго порядка выбирается из условий: ft = __ (3.5) f2 = __ (3.6) при этом необходимо обеспечить согласование входного импеданса на RBX. Этап 3. На центральной частоте определить значения коэффициентов передачи усилителей с регулируемым коэффициентом передачи Gik и Gq обеспечивающие необходимые фазовые сдвиги срк: ,k = atan(H (3.7) \GlkL + Gq = const, (3.8) где к = 0, ...,2N — 1. Этап 4. Задать коэффициент передачи выходного усилителя 521 м, исходя из требуемого коэффициента передачи S21min фазовращателя: 521ум S21min - S21cx, (3.9) где 521сх - коэффициент передачи остальной части схемы. Этап 5. Провести моделирование фазовращателя с учетом паразитных элементов топологии. Определить амплитудную а и фазовую ср ошибки фазовращателя. Если ошибки превышают заданные значения аmax и срmax, то необходимо перейти к п. 3 и скорректировать коэффициенты передачи Gik и
Разработка программного обеспечения для автоматизации измерений
По результатам предварительных измерений было установлено, что из-за разброса технологических параметров максимум коэффициента передачи сместился на 10%, а блок формирования напряжений смещения не обеспечивает необходимые режимы работы блоков фазовращателя при напряжении питания 1,8 В. В связи с этим исследование проводилось при внешнем напряжении смещения Vbias =1,17 В. При этом потребляемый ток составил 55 мА при напряжении питания 1,8 В. В ходе экспериментального исследования измерены элементы матрицы рассеяния в диапазоне 2,2-3,2 ГГц и определены основные характеристики векторного фазовращателя УВЧ диапазона.
На рисунках 4.10а и 4.10б представлены зависимости модуля и фазы коэффициента передачи от частоты для всех фазовых состояний. Максимальное значение коэффициента передачи составляет минус 5 дБ. Фазовая ошибка, зависимость которой от частоты представлена на рисунке 4.11, не превышает 7,5 градусов. Зависимости коэффициента стоячей волны по напряжению по входу и выходу от частоты изображены на рисунках 4.12а и 4.12б и не превышают в диапазоне 2,4-2,8 ГГц значений 1,6 и 2 соответственно. Амплитудная ошибка представлена на рисунке 4.13 и не превышает 1,3 дБ. На рисунке 4.14 представлена зависимость коэффициента передачи от уровня входной мощности на частоте 2.7 ГГц в фазовом состоянии с максимальным коэффициентом передачи. Уровень входной мощности при компрессии на 1 дБ составляет не менее 4 дБм.
Калибровка векторного фазовращателя СВЧ диапазона осуществляется согласно алгоритму, представленному в разделе 2.4.3. Кратно алгоритм описывается следующим образом: 1. Измерение модуля и фазы коэффициента передачи с заданным шагом к по управляющим напряжениям Ut и Uj. 2. Двухмерное интерполирование измеренных зависимостей. 3. Определение модуля и фазы коэффициента передачи в нулевом фазовом состоянии. 4. Усечение интерполированных зависимостей. 5. Поиск управляющих напряжений Ut и Uj для каждого фазового состояния. Программная реализация измерения модуля и фазы коэффициента передачи во многом аналогична программной реализации измерения коэффициентов матрицы рассеяния представленной в подразделе 4.2. Двухмерное интерполирование осуществлялось в два шага с использованием встроенной функции реализующей сплайн интерполирование. Программная реализация процесса «интерполирование матрицы значений» представлена на рисунке 4.15.
Определение модуля и фазы коэффициента передачи в нулевом фазовом состоянии осуществляется из интерполированных значений на основе заданных
управляющих напряжений. Модуль коэффициента передачи в нулевом фазовом состоянии не должен превышать максимально достижимого значения в других фазовых состояниях. Программная реализация процесса определения модуля и фазы коэффициента передачи в нулевом фазовом состоянии изображена на рисунке 4.16а.
Для уменьшения количества итераций при поиске оптимальных управляющих напряжений осуществляется усечение интерполированной матрицы на основе информации о допустимой амплитудной ошибке. При этом реализована возможность изменения точки усечения по модулю коэффициента передачи для возможности использования реализованного алгоритма для калибровки векторных модуляторов. Программная реализация процесса усечения интерполированной матрицы изображена на рисунке 4.16б.
С использованием полученной интерполированной матрицы осуществляется итерационный поиск амплитудно-фазовых состояний и соответствующих им управляющих напряжений, обеспечивающих минимизацию амплитудной и фазовой ошибок. Программная реализация процесса определения управляющих напряжений изображена на рисунке 4.16в.
Программные реализации условий выходов из циклов в процессах на рисунках 4.16б и 4.16в при определении управляющих напряжений, удовлетворяющих заданным требованиям изображены на рисунках 4.16г и 4.16д соответственно.
Реализованный алгоритм может быть использован для калибровки векторного модулятора, частным случаем которого является векторный фазовращатель, при условии компенсации фазового сдвига начального фазового состояния.
В ходе предварительных измерений было определено, что максимум коэффициента передачи отклонился от значения, полученного в результате моделирования, на 20 % вследствие влияния паразитных эффектов и разброса технологических параметров. С использованием программного обеспечения, представленного в разделе 4.4, были определены значения управляющих напряжений, обеспечивающие минимизацию ошибок для всех фазовых состояний. Измерения характеристик векторного фазовращателя проводились в области максимума коэффициента передачи. Зависимости модуля и фазы коэффициента передачи от частоты для 64 фазовых состояний представлены на рисунках 4.17а и 4.17б. Минимальный коэффициент передачи в полосе частот 2,8-3,2 ГГц составляет 1,7 дБ. Зависимость амплитудной ошибки от частоты изображена на рисунке 4.18 и не превышает 0,4 дБ.
На основе измеренных зависимостей фазы коэффициента передачи от частоты для всех фазовых состояний рассчитаны фазовые ошибки и СКО фазовой ошибки, зависимости которых от частоты изображены на рисунках 4.19а и 4.19б соответственно. Фазовая ошибка и среднеквадратичное отклонение в диапазоне частот 2,8-3,2 ГГц составили не более 1,5 и 0,9 градуса соответственно. В диапазоне частот 2,4-3,6 ГГц фазовая ошибка и среднеквадратичное отклонение не превышают 3,0 и 1,5 градуса.
Зависимость коэффициента передачи от уровня мощности входного сигнала изображена на рисунке 4.20. Точка компрессии на 1 дБ по входу более 4 дБм. Зависимости КСВН по входу и выходу от частоты изображены на рисунках 4.21а и 4.21б соответственно.