Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1 Исследование способов построения высокоточных схем обработки сигналов с инерциальных датчиков 9
1.1 Состав и классификация инерциальных систем навигации 9
1.2 Принципы действия и основные разновидности МЭМС датчиков 13
1.3 Неидеальности датчиков на основе МЭМС
1.3.1 Неидеальности гироскопов 22
1.3.2 Неидеальности акселерометров 26
1.4 Архитектуры схем обработки 27
1.4.1 Схемы обработки без обратной связи 27
1.4.2 Схемы обработки с петлей обратной связи 30
1.5 Выводы и постановка задач 34
ГЛАВА 2 Разработка схемы обработки с адаптивной обратной связью для улучшения точности измерений 36
2.1 Разработка математической модели следящей системы обработки сигналов МЭМС датчиков 36
2.2 Разработка адаптивной следящей системы обработки сигналов
2.2.1 Адаптивная система с фиксированными динамическими характеристиками 41
2.2.2 Адаптивная система с перестраиваемыми динамическими характеристиками
2.3 Метод расчета параметров звеньев компенсации для обеспечения стабильности адаптивной схемы 49
2.4 Разработка функциональных блоков адаптивной схемы
2.4.1 Разработка звеньев компенсации 59
2.4.2 Разработка детектора огибающей 66
2.5 Выводы по второй главе 68
ГЛАВА 3 Методы уменьшения шумов входных интегральных узлов схемы обработки 70
3.1 Способы построения и требования к характеристикам входного каскада 70
3.2 Источники шумов и неидеальностей входных каскадов 72
3.3 Уменьшение низкочастотных шумов с использованием БиКМОП схемотехники 75
3.4 Метод уменьшения низкочастотных шумов КМДП входных каскадов 87
3.5 Подавление неидеальностей ОУ в составе зарядового усилителя схемы обработки сигналов с акселерометра 96
3.6 Выводы по третьей главе 108
ГЛАВА 4 Разработка функциональных блоков в составе тестового кристалла схемы обработки 110
4.1 Разработка усилителя с переменным КУ 111
4.2 Разработка электрической схемы операционного усилителя в составе функциональных блоков 121
4.3 Разработка устройства накачки датчика 125
4.4 Особенности построения формирователя тактового сигнала 129
4.5 Разработка схемы температурной компенсации датчиков
4.5.1 Температурный дрифт параметров датчиков 134
4.5.2 Схема температурной компенсации акселерометра
4.6 Проверка работоспособности разработанных функциональных блоков на тестовом кристалле 138
4.7 Сравнение характеристик разработанной схемы обработки с аналогами 141
4.8 Выводы по четвертой главе 143
Заключение 145
Список используемых источников 147
- Принципы действия и основные разновидности МЭМС датчиков
- Разработка адаптивной следящей системы обработки сигналов
- Источники шумов и неидеальностей входных каскадов
- Разработка схемы температурной компенсации датчиков
Введение к работе
Актуальность темы диссертации. В настоящее время инерциальные датчики применяются во многих отраслях, таких как робототехника, потребительская электроника, электроника военного назначения, и другие. Инерциальные датчики, выполненные по микроэлектромеханической технологии (МЭМС), обладают рядом достоинств по сравнению с механическими или оптическими датчиками, такими как малый размер, малая стоимость, высокая точность, и т.д. Разработка современных инерциальных измерительных приборов и систем на основе МЭМС в России производится в том числе в НИУ МИЭТ.
МЭМС датчики находят применение в таких устройствах, как системы стабилизации подвижных объектов, например, видеокамер, робототехника, военные приложения, и т.д. В составе систем стабилизации при помощи гироскопов можно осуществлять контроль и предотвращение заносов, переворачиваний, и опрокидываний. Инерциальные МЭМС датчики могут быть включены в состав системы навигации как в виде отдельного инерциального устройства, так и в качестве устройства с поддержкой спутниковой системы навигации (ССН), при этом точность датчика во многом определяет степень автономности беспилотного средства при отсутствии сигнала ССН. Благодаря наличию хорошей технологической базы в МИЭТ успешно проводятся работы по разработке и изготовлению микроакселерометров, микрогироскопов и систем на их основе, а также других МЭМС.
Схема обработки сигнала с МЭМС датчика предназначена для обеспечения рабочего режима микромеханического элемента датчика, усиления, демодуляции, и фильтрации выходного сигнала датчика; она влияет на точность измерений МЭМС датчика: в сторону ухудшения характеристик датчика за счет добавлении собственных шумов и неидеальностей, так и в сторону улучшения, например, при помощи подавления квадратурной составляющей. Кроме того, на схему обработки сигналов приходится основная часть потребляемой мощности системы. Поскольку МЭМС датчики сами по себе отличаются малыми размерами, то схему обработки следует разрабатывать в виде единой интегральной схемы (ИС).
Существующие ИС обработки сигналов с инерциальных датчиков с петлей отрицательной обратной связи (ОС) обладают фиксированным коэффициентом обратной связи (КОС), что приводит к обратной зависимости между полосой и шумом на выходе системы, таким образом, ограничивается точность позиционирования. Схемы обработки без петли ОС предназначены для работы с датчиками с невысокой добротностью, что также ограничивает точность. Кроме того, в известных работах не
рассматриваются способы подавления неидеальностеи и шумов входных каскадов, которые вносят большой вклад в итоговый шум на выходе схемы. Для повышения точности измерения инерциальных МЭМС датчиков в настоящей работе была поставлена задача построения интегральной схемы обработки сигналов с использованием адаптивной перестройки петли ОС и методов подавления шумов входного каскада, что позволит уменьшить шум на выходе схемы обработки сигналов с инерциальных датчиков, и увеличить точность позиционирования.
Цели и задачи диссертационной работы
Целью работы является увеличение точности интегральной схемы обработки сигналов с МЭМС датчиков угловой скорости и ускорения.
Поставленная цель определяет следующие основные задачи диссертационной работы:
-
Разработать методы адаптации параметров схемы ОС, приводящих к увеличению соотношения сигнал-шум;
-
Исследовать характеристики устойчивости схемы обработки со схемой адаптации и разработать адаптивную схему компенсации;
-
Разработать схемотехнические узлы в составе адаптивной схемы
-
Разработать методы уменьшения шума входных каскадов схемы обработки с целью увеличения точности схемы;
-
Разработать ИС обработки сигналов с МЭМС инерциальных датчиков угловой скорости и линейного ускорения.
Научная новизна диссертации
Научная новизна результатов, полученных в диссертационной работе, заключается в следующем:
-
Исследовано влияние параметров петли отрицательной ОС схемы обработки на соотношение сигнал-шум на выходе схемы. Установлена закономерность влияния адаптивной коррекции полосы пропускания на шумовые характеристики схемы.
-
Разработана модель системы обработки сигналов с МЭМС датчика, позволяющая предсказывать влияние адаптивной схемы на итоговую точность, динамические характеристики и стабильность петли ОС.
-
Исследовано влияние параметров ОС с адаптивными звеньями компенсации на стабильность схемы обработки сигналов с микроэлектромеханических датчиков. Установлена степень влияния адаптивной компенсации смещения фазы на устойчивость петли ОС.
-
Проведено исследование динамических методов подавления низкочастотных шумов схемы обработки. Показано, что динамический метод модуляции-демодуляции в наибольшей степени подавляет
низкочастотный шум усилителя с емкостной ОС при применении его вне петли ОС малошумящего усилителя.
Практическая значимость работы
-
Предложенный метод адаптивной ОС позволяет увеличить точность ориентирования беспилотных устройств, таких как БПЛА, наземные роботы, и т.д., за счет увеличения среднего соотношения сигнал-шум на выходе схемы на 5 дБ при сохранении преимущества МЭМС инерциальных датчиков в энергопотреблении.
-
Разработанные функциональные блоки использовались при проектировании интегральных устройств обработки сигналов с МЭМС датчиков. Предложенные входные узлы схемы обработки обладают в 4 раза меньшей величиной шума в рабочей полосе, по сравнению с традиционными решениями.
-
Результаты работы используются в учебном процессе при чтении лекций и при выполнении курсовых и дипломных проектов.
Результаты диссертационной работы использованы в: работах, выполняемых по соглашению о предоставлении субсидии № 14.575.21.0097 от 06.11.2014 на выполнение прикладных научных исследований по теме: «Разработка конструкторско-технологических решений создания электронной компонентной базы на широкозонных полупроводниках для современной радиоэлектронной аппаратуры в диапазоне частот 30-60 ГГц» (уникальный идентификатор проекта RPMEFI57514X0097); ОКР на тему «Разработка и изготовление экспериментальных образцов тактового генератора и узла сенсорных элементов на основе МЭМС для 3D МФГС», шифр «Небоскреб-МТ».
Основные положения, выносимые на защиту
-
Применение адаптивной схемы отрицательной ОС в составе схемы обработки сигнала с гироскопа позволяет уменьшить ошибку позиционирования гироскопа по сравнению со схемой обработки с фиксированным коэффициентом ОС.
-
Применение перестраиваемых звеньев компенсации в составе адаптивной схемы обработки сигналов с гироскопа позволяет обеспечить устойчивость петли ОС при любом значении коэффициента ОС.
-
Разработанный динамический метод подавления неидеальностей входного каскада схемы обработки позволяют увеличить точность позиционирования МЭМС инерциальных датчиков, таких как гироскопа и акселерометра.
Апробация результатов диссертации
Результаты работы докладывались и обсуждались на следующих конференциях:
17-я Всероссийская межвузовская научно-техническая конференция студентов и аспирантов «Микроэлектроника и информатика
- 201-0» Москва, апрель 2010 г.
VI отраслевая научная конференция «Технологии информационного общества» Москва, 14-15 февраля 2012 г.;
International Congress on Ultra Modern Telecommunications and Control Systems (ICUMT), 2014;
21-я ежегодная международная научно-техническая конференция студентов и аспирантов «Радиоэлектроника, электротехника и энергетика» - МЭИ, 26-27 февраля 2015;
22-я Всероссийская межвузовская научно-техническая конференция студентов и аспирантов «Микроэлектроника и информатика
- 2015» М.: МИЭТ, апрель 2015;
Sixth International Conference on Internet Technologies & Applications (ITA), Wrexham, North Wales, UK, 2015;
2016 IEEE NW Russia Young Researchers in Electrical and Electronic Engineering Conference - Санкт-Петербург, февраль 2016;
Системы синхронизации, формирования и обработки сигналов в инфокоммуникациях «СИНХРОИНФО 2016» - Самара, июль 2016.
Структура и объем диссертации
Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка цитируемой литературы из 147 наименований, и двух приложений. Объем диссертации составляет 166 страниц и включает 115 рисунков и 5 таблиц.
Принципы действия и основные разновидности МЭМС датчиков
МЭМС гироскоп представляет собой миниатюрный резонатор, который способен колебаться по двум осям, первичной и вторичной. По типу исполнения, такие гироскопы подразделяются на миниатюрные вибрирующие гироскопы (MVG, micromachined vibrating gyroscopes), пьезоэлектрические вибрирующие гироскопы (PVG – piezoelectric vibrating gyroscopes), гироскопы на поверхностных акустических волнах (SAW – surface acoustic wave), гироскопы на объемных акустических волнах (BAW – bulk acoustic wave), гироскопы с электростатической подвеской ротора (MESG – micromachined electrostatically suspended gyroscopes), гироскопы с магнитной подвеской ротора (MSG – magnetically suspended gyroscopes), оптоволоконные микрогироскопы (MFOG – micro fiber optic gyroscopes), жидкостные микрогироскопы (MFG – micro fluid gyroscopes), атомные микрогироскопы (MAG – micro atom gyroscopes) [25].
Модель работы вибрирующего гироскопа показана на рисунке 1.2. Чувствительная масса m подвешивается на двух пружинах и двух демпферах на закрепленной на измеряемом теле платформе. Примем, что по оси x прикладывается возбуждающее колебание, а по оси y появляется наведенное колебание. В целях измерения углового ускорения резонатор вводят в режим резонанса по первичной оси при постоянной частоте и амплитуде электростатическим, электромагнитным, пьезоэлектрическим, или иным способом [26], при этом координаты по оси х равны: x(t) = A cos(e t) 1Ч х \ х (1-1) где Ах - амплитуда, сох - угловая частота возбуждающего колебания. При наличии угловой скорости z относительно оси z, возникает сила Кориолиса вдоль оси у:
Исходя из измеренного значение смещения по оси у возможно вычислить угловую скорость z. При совпадении резонансных частот оси возбуждение и оси полезного сигнала, величина амплитуды по оси у достигает максимума, а полоса частот устройства - минимума. Для определения источников неидеально стей датчиков необходимо выявить связь механических параметров устройства, и параметров его движения. Если оси хиу перпендикулярны друг другу, то движение чувствительной массы относительно платформы можно описать как [45]:
Mq(t) + Dq(t) + Kq(t) = F(t) + 2QMSq(t) ҐЛ где q{t) = [{x{t),y{t)\ - двумерный вектор отклонения, P{t) = [{Px{t),Py{t)\ -двумерный вектор движущей силы, а - угловая скорость относительно оси z. D, M, и K представляют собой матрицы массы, амортизации, и жесткости размером 2 x
Диагональные элементы матрицы dxy, dyx в матрице D, и kxy, kyx в матрице K характеризуют эффекты вязкого демпфирования и анизоупругости соответственно. Наконец, S – асимметричная матрица, которая показывает как ускорение под действием силы Кориолиса связывает движение двух осей гироскопа:
Вибрирующие микрогироскопы также могут быть изготовлены несколькими способами. Одно из первых реализованных устройств такого типа был построен по схеме на двух подвесах [27]. Такое устройство состоит из двух подвесов, поддерживаемых двумя торсионных рычагах, как показано на рисунке 1.3. Для измерения угловой скорости, внутренний подвес приводится в движение с постоянной частотой и амплитудой путем подачи сигнала на электроды смещения. В присутствии угловой скорости, направленной перпендикулярно устройству, сила Кориолиса будет воздействовать на внешний подвес, что приведет к его колебанию вокруг оси съема сигнала с частотой, равной частоте возбуждения и амплитудой, пропорциональной угловой скорости. Гироскопы такого типа были также описаны в [28, 29, 30].
Другим способом реализации вибрирующих микрогироскопов является камертонная структура (рис. 1.4). Такой вид гироскопов состоит из пары вибрирующих тел, которые колеблются с одинаковыми амплитудами, но в противоположные стороны. Зубцы этих устройств возбуждают с частотой резонанса в противофазе в плоскости устройства (1), при возникновении угловой скорости, зубцы начинают колебаться в плоскости, перпендикулярной устройству (2), таким образом возникает крутящий момент вокруг основания камертонной структуры.
Подобные структуры могут иметь одну пару зубцов, две пары, как показано на рис. 1.4, а также иметь многопарную схему, которая позволяет увеличить чувствительность устройства. Как правило, для возбуждения такого вида структур используют электростатический метод, а смещение под действием силы Кориолиса определяется емкостным или электромагнитным способом. При совпадении резонансных частот первичной и вторичной оси, выходной сигнал возрастет в Q раз, что резко повышает чувствительность. Однако, выравнивание резонансных частот требует очень точного контроля над размерами зубцов, кроме того, может быть повышено влияние температуры на точность измерений. По этим причинам, производимые гироскопы такого типа имеют различные частоты резонанса в обоих плоскостях. Камертонные гироскопы описаны в [31, 32, 33]. Среди представленных устройств подобного типа, гироскопы, описанные в [34, 35] обладают очень высокой добротностью (до 64 000), что означает высокую точность измерений. Гироскопы на основе вибрирующего кольца состоят из гибкого кольца, способного вибрировать в нескольких плоскостях, поддерживающих пружин, электродов подачи и съема сигналов, как показано на рисунке 1.5. Кол ьц о приводится в колебательное состояние с частотой резонанса электростатическим или электромагнитным способом. Для возбуждения кольца электромагнитным способом, в центре кольца должен располагаться магнит, а через электроды необходимо пропускать импульсы тока с частотой резонанса.
Разработка адаптивной следящей системы обработки сигналов
Механические элементы МЭМС гироскопов и акселерометров обладают частотной зависимостью коэффициента передачи, что позволяет рассматривать их как блоки с передаточной характеристикой. Как правило, полезный сигнал акселерометров находится на нулевой частоте и не требует демодуляции в тракте обработки. С другой стороны, МЭМС акселерометры чаще всего исполняются в емкостном виде, а для емкостных датчиков измерение постоянных величин ускорения невозможно, поскольку они не способны измерить постоянную составляющую. По этой причине во множестве существующих архитектур схем обработки [50] применяется амплитудная модуляция информационного сигнала. Для измерения угловой скорости гироскоп должен совершать колебания с резонансной частотой, при этом информационный сигнал на входе модулируется этой резонансной частотой, то есть он становится амплитудно-модулированным сигналом с подавленной несущей. Таким образом, для составления модели схемы обработки, механический элемент МЭМС датчика можно представить в виде полосового фильтра с центральной частотой fr и добротностью Q. Математическая модель датчика с сигналом на несущей частоте показана на рисунке 2.1а. Эквивалентную малосигнальную модель схемы возможно получить, приняв информационный сигнал как демодулирован-ный и убрав все смесители из схемы. Полученная схема показана на рисунке 2.1б. Полосовой фильтр второго порядка был заменен на ФНЧ первого порядка, так как они имеют одинаковый скат АЧХ (6 дБ на октаву) и сдвиг фазы (90) в полосе затухания. Приведенный к входу шумовой сигнал vnoise имитирует тепловой шум механического элемента, в приведенной модели не учитывается смещение нуля и квадратурная ошибка измерения.
Добротность высокоточных датчиков, как правило, велика ( 5000) и приблизительно равна у первичной и вторичной оси, следовательно полоса измеряемого сигнала ограничена единицами Гц. Для расширения полосы измерения применяется схема обработки с обратной связью, показанная на рисунке 2.2(а). Поскольку выходной сигнал с датчика модулирован с подавлением несущей, то для демодуляции достаточно использовать аналоговые умножители. Демодулированный сигнал далее подается на интегратор для фильтрации удвоенной частоты несущей, после чего выходной сигнал переносится обратно на несущую частоту и умножается на коэффициент обратной связи. Для анализа влияния обратной связи на полосу схемы следует построить малосигнальную модель, исключив из схемы все переносы частоты, полученная схема изображена на рисунок 2.2(б). Передаточную характе ристику полученной схемы возможно получить, написав выражения для выходного сигнала:
Как видно из сравнения (2.3) и (2.4), полюса замкнутой системы переносятся с нулевой частоты и частоты полюса датчика на более высокие частоты, которые определяются коэффициентами прямой и обратной связи. Увеличивая коэффициент обратной связи возможно увеличивать полосу схемы, но при этом снижается точность системы, которая определяется величиной приведенного к входу шума и полосой схемы. Известно [62], что для расчета полного шума частотнозависимой схемы удобно использовать эквивалентную полосу шума, произведение которой на приведенную к входу спектральную плотность мощности белого шума равно полной мощности шума на выходе, при этом для любой системы с одним полюсом полоса шума превышает частоту по уровню -3 дБ в 1,57 раза, а для системы второго порядка - в 1,1 раза. Полная мощность шума на выходе определяется как [63]: где /N - эффективная полоса шума, — - - спектральная плотность мощности приве / денного к входу шума.
Максимальная частота измеряемых воздействий ограничена 500 Гц [64], следовательно коэффициент ОС составляет 50 для схемы первого порядка, и 500 для схемы второго порядка. Однако широкая полоса схемы обработки требуется не постоянно, а только эпизодически, к примеру при активном маневрировании измеряемого устройства. При движении устройства по приблизительно прямолинейной траектории полоса схемы обработки может быть меньшей, коэффициент ОС при этом также будет меньшим, а отношение СШ и точность схемы вырастет. Следовательно, отслеживая максимальную частоту входного сигнала и адаптивно подстраивая коэффициент обратной связи, возможно увеличивать среднее соотношение СШ при достаточно равномерном движении измеряемого устройства, что приводит к увеличению точности измерения. Влияние полосы схемы обработки на ошибку позиционирования при типичном соотношении СШ на выходе датчика 80 дБ, рассчитанное на основе формул (1.6)-(1.8), приведено в таблице 2.1.
На рисунке 2.4 показана предложенная адаптивная схема обработки, полученная путем добавления к схеме обработки с ОС на рисунке 2.2(б) звена, следящего за граничной частотой входного сигнала, состоящего из дифференциатора, детектора огибающей, и решающего устройства. Коэффициент передачи дифференциатора возрастает с увеличением частоты, следовательно, подав сигнал с выхода дифференциатора на детектор огибающей, получим низкочастотный сигнал vd, прямо пропорциональный максимальной частоте входного сигнала. Сигнал vd далее подается на решающее устройство для формирования управляющего сигнала vc для блока с переменным коэффициентом обратной связи KFB. Выход решающего устройства может принимать одно из заранее заданных дискретных значений.
Каждому из этих дискретных значений соответствует коэффициент ОС, выбор значений производится на основе разделения максимальной полосы входного сигнала на меньшие полосы, как показано на рисунке 2.5, при этом каждой полосе соответствует свой коэффициент ОС и соотношение СШ. Для того чтобы величина сигнала на выходе схемы слежения за частотой зависел только от граничной частоты, а не от коэффициента обратной связи, вход звена слежения был соединен с вы-41
Источники шумов и неидеальностей входных каскадов
Была предложена схемотехническая реализация звеньев компенсации в составе адаптивной схемы на основе схемы на переключаемых конденсаторах. Подстройку параметров звена компенсации на основании предложенного метода расчета возможно проводить, переключая ёмкости ПК схемы согласно приведенным выражениям (2.38-40) и (2.42-44). Анализ характеристик звеньев с учетом разброса технологических параметров показывает, что отклонение сдвига фазы и коэффициента передачи относительно номинальных значений не превышает 0,3 и 0,08 дБ, что пренебрежимо мало при типичных значениях сдвига 80 и КП 30 дБ, таким образом предложенная реализация устойчива к технологическому разбросу парамет ров.
Детектор огибающей в схеме адаптивной петли ОС формирует сигнал, управляющий коэффициентом обратной связи, на его вход поступает переменный сигнал со стандартной схемы дифференциатора на ОУ, который прямо пропорционален частоте сигнала, как показано на рисунке 2.9. На рисунке 2.32 показана архитектура детектора огибающей [79, 80], схема состоит из комбинации выпрямителя с токовым входом, ОИТУН для преобразования входного напряжения в ток, и детектора максимального значения.
На выходе выпрямителя образуется абсолютное значение входного сигнала. На рисунке 2.33 показана модифицированная электрическая схема выпрямителя с токовым входом [81, 82]. Потенциалы в узлах A и B установлены таким образом, чтобы в них сигнал мог изменяться только в сторону питания, а при изменении в сторону земли транзисторы Mn3/ Mn4 и Mn1/ Mn2 сразу попадают в крутую область, следовательно изменение сигнала в сторону земли ограничено. Схема содержит две половины, каждая из которых пропускает по полпериода входного сигнала. В качестве нагрузки используется включенный по диодной схеме транзистор Mp3, преобразующий выходной ток каждой из половин в выходное напряжение. inn О—p— inp ОИТУНГ Выпрямительс токовымвходом Вып рямитель
Архитектура детектора огибающей Детектор максимального значения основан на схеме, представленной в [83]. В начальный момент времени напряжение на неинвертирующем входе ОУ больше, чем на инвертирующем, следовательно выход ОУ равен питанию. X
При подаче напряжение на вход Vrec, большего чем напряжение на конденсаторе Сh, на выходе ОУ появляется сигнал коррекции, меньший питания, который приоткрывает транзистор Mp1. Ток Mp1 заряжает конденсатор Сh до тех пор, пока напряжение коррекции не станет равным нулю и входы ОУ не сравняются. При уменьшении сигнала Vrec выход ОУ опять становится равным питанию, Mp1 закрывается, при этом Ch хранит ранее поступившее максимальное значение. Дополнительное токовое зеркало Mp2 обеспечивает стабильность схемы [84], а Mp2 позволяет обнулять значение на Сh по сигналу reset. На рисунке 2.34 показан результат работы детектора огибающей, как видно из графика в выходном сигнале детектора отсутствуют колебательные процессы и выходной уровень фиксирован на протяжении нескольких периодов. 1.) Разработана модель системы, состоящей из микроэлектромеханического преобразователя угловой скорости в напряжение и схемы обработки, позволяющая рассчитать динамические и точностные характеристики системы на несущей частоте 2.) На основе предложенной модели была разработана адаптивная схема обработки, включающая петлю обратной связи с перестраиваемым коэффициентом обратной связи. За счет адаптивной перестройки достигается увеличение среднего соотношения сигнал-шум на выходе схемы обработки на 5 дБ, что эквивалентно уменьшению ошибки горизонтального позиционирования с 6 до 2,6 м после интегрирования в течение одной минуты, таким образом достигается увеличение точности системы. Предложенная схема отслеживает граничную частоту входного сигнала, и в зависимости от этой частоты устанавливает коэффициент обратной связи в одно из фиксированных значений, при этом большему значению КОС соответствует большая полоса и величина шума на выходе. 3.) Анализ устойчивости адаптивной петли ОС показал, что схема обладает малым запасом фазы ( 10) и потенциально неустойчива в широком диапазоне значений КОС при использовании высокоточных датчиков с высокой добротностью. Для решения этой проблемы было предложено использовать перестраивае-68 мые звенья компенсации, добавляющие определенное значение фазы (60) на частоте единичного усиления схемы, что увеличивает запас фазы (до 50) и устраняет колебательные процессы на выходе системы. Также был предложен метод расчета звеньев компенсации, применение которого позволяет обеспечить устойчивую работу схемы во всем диапазоне адаптивно изменяемых значений КОС. 4.) Разработаны электрические схемы блоков в составе адаптивной схемы обработки, таких как звенья компенсации на основе переключаемых конденсаторов, и детектор огибающей для петли, следящей за граничной частотой входного сигнала.
Разработка схемы температурной компенсации датчиков
Ряд емкостных МЭМС датчиков линейного ускорения работают на относительно высокой несущей частоте ( 1 МГц), на которой мало влияние фликкер шума. Первым каскадом схемы обработки сигнала с такого датчика является зарядовый усилитель, который преобразует заряд с датчика в напряжение. На рисунке 3.25 показана схема первого каскада датчика, состоящая из зарядового усилителя, образованного ОУ и ёмкостью обратной связи CA1, и модели ёмкостного датчика CD1 и CD2. Усилитель по принципу действия схож с усилителем на конденсаторах, заряд, пропорциональный разнице номиналов конденсаторов CD1 и CD2 поступает на узел А, заряд той же величины и противоположного знака за счет работы операционного усилителя поступает на правую обкладку ёмкости Сд\, при этом в узле оиїсл образуется напряжение, зависящее от входного заряда, несущей частоты и величины ёмкости обратной связи. Поскольку входным воздействием является заряд, а выходным - напряжения, вызванного протеканием тока через ёмкость, то выходное напряжение будет смещено на 90 относительно входного воздействия. При наличии смещения нуля у ОУ на ёмкости Сді будет накапливаться ошибка, пропорциональная величине смещения, следовательно важным требованием к ОУ в составе зарядового усилителя является малая величина этого смещения. В данной работе рассматриваются ёмкостные датчики с номинальными значениями измеряемых емкостей от 20 пФ до 0,1 пФ, при этом максимальная дифференциальная емкость находится в диапазоне от 0,01 пФ до 15 пФ (диапазон измеряемых ускорений ±5 g). Полоса информационного сигнала составляет от 100 до 1000 Гц, тогда как приведенная ко входу спектральная плотность шумового сигнала составляет 10 аФ/Гц.
Метод модуляции-демодуляции, изложенный ранее, позволяет перенести смещение нуля, то есть сигнал на нулевой частоте, на несущую частоту схемы МдМ, после чего отфильтровать его, однако частота МдМ должна превышать частоту входного сигнала, что требует большой полосы усиления ОУ, при этом он так же должен иметь большой КУ для точной передачи входного заряда на ёмкость обратной связи. Другим распространенным и более подходящим для датчика с высокой несущей частотой способом подавления смещения нуля является самообнуление [112]. На рисунке 3.26 показан вариант реализации операционного усилителя с самообнулением и хранением напряжения смещения на выходе [113]. При подаче логической единицы на тактирующий вход CK усилитель работает в режиме самообнуления, в котором его входы и узлы X и Y соединены вместе, при этом выходное напряжение принимает значение Vout =VOS K . После окончания переходного процесса заряд, соответствующий VOS K , сохраняется на конденсаторах C1 и C2. При подаче логического нуля на CK схема работает в режиме усиления, при этом усиливается дифференциальное входное напряжение совместно со смещением нуля, результирующий выходной сигнал сохраняется на C1 и C2. Поскольку на C1 и C2 уже хранилось напряжение смещения, то происходит компенсация смещения нуля. На рисунке 3.27 показан другой вариант схемы с самообнулением, при котором напряжение смещения хранится на входных конденсаторах C1 и C2, при этом при фазе CK = 1 происходит самообнуление, а при CK = 0 – усиление.
Наличие конденсаторов на пути сигнала в обеих схемах приводит к уменьшению полосы усиливаемого сигнала, поскольку они совместно с выходным сопротивлением ОУ образуют ФВЧ, что ухудшает запас фазы и стабильность усили теля. На рисунке 3.28 показана схема с самообнулением и без конденсаторов на пути сигнала.
Важно отметить, что все приведенные схемы не усиливают сигнал в состоянии самообнуления, то есть они усиливают сигнал только в половине времени работы, что ограничивает их применение в составе схем непрерывного времени. Также, приведенный метод работает только при наличии отрицательной обратной связи с выхода на инвертирующий вход всего усилителя, поскольку только в этом случае происходит приведение смещения нуля к входу. Альтернативным способом подавления смещения нуля является включение вспомогательного усилителя в прямую связь со входа ОУ на вспомогательный вход ОУ с коэффициентом передачи К м, как показано на рисунке 3.29а. Как и в случае предыдущего метода, такой усилитель работоспособен только при включении его в цепь отрицательной обратной связи, как показано на рисунке 3.29б, на приведенной схеме коэффициент обратной связи равен единице. Выражение для выходного напряжения усилителя с прямой связью имеет вид: Vout = (Уin + VOSM Vout) Км + (Vjn — Vout )КА Км (3.12)
Как видно из (3.19), входной сигнал и смещение нуля усиливаются с одинаковым коэффициентом, следовательно подавление смещения основного ОУ зависит в первую очередь от величины смещения вспомогательного ОУ.
Поскольку вспомогательный ОУ изолирован от сигнального пути, то для него возможно применять вышеуказанные методы подавления смещения нуля. На рисунке 3.30 показана схема усилителя с прямой связью и схемой МдМ для вспо 101 могательного усилителя, в состав вспомогательной цепи должен входить фильтр, подавляющий гармонику на частоте тактирования, как указывалось ранее.
В ряде работ [114-119] были предложены различные методы фильтрации этой гармоники, в том числе при помощи адаптивной обратной связи, пассивных фильтрах на переключаемых конденсаторах, и интеграторах на ОИТУН. Однако, эти методы предполагают включение ОУ в петлю отрицательной ОС, тогда как вспомогательный усилитель работает в разомкнутом виде. Следовательно, приведенное к входу смещение нуля будет усилено в коэффициент усиления ОИТУН раз, которое, как правило, превышает тысячу, то есть при типичной величине приведенного к входу смещения нуля 10 мВ на выходе усилителя с МдМ возникнут колебания напряжения с амплитудой, превышающей единицы вольт, которые проблематично полностью отфильтровать, следовательно метод модуляции-демодуляции не подходит для применения в составе вспомогательного ОУ.