Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1. Принципы построения полупроводниковых фазовращателей для ППМ АФАР 15
1.1 Особенности построения антенных фазированных решеток 15
1.1.1 Предпосылки создания антенн с электронным управлением лучом 15
1.1.2 Принцип работы антенны с электронным управление луча 17
1.1.3 Активные фазированные антенные решетки 19
1.1.4 Методы структурной реализации ППМ для АФАР 21
1.2 Устройства формирования фазовых сдвигов 26
1.2.1 Варианты размещения фазовращателя в ППМ АФАР 26
1.2.2 Классификация фазовращателей 29
1.2.3 Методы построения полупроводниковых фазовращателей
1.3 SiGe БиКМОП технология 38
1.4 Выводы 42
ГЛАВА 2 Проектирование интегральных фазовращателей на основе пассивных элементов 44
2.1 Принцип работы пассивных проходных фазовращателей 44
2.1.1 Методика расчета и выбора ФВЧ/ФНЧ фильтров для построения секций фазовращателя 44
2.2 Переключающие элементы 51
2.2.1 Обзор управляющих элементов для пассивных фазовращателей 51
2.2.2 Исследование ключей, выполненных на основе МОП технологии 53
2.2.3 Исследование изолированных МОП ключей 59
2.3 Разработка пассивного фазовращателя на переключаемых ФВЧ/ФНЧ
фильтрах 2.3.1 Методика проектирования схемы пассивного фазовращателя на переключаемых ФВЧ/ФНЧ фильтрах 62
2.3.2 Структурная схема пассивного фазовращателя с уменьшенным количеством проходных ключей 66
2.3.3 Результаты моделирования пассивного фазовращателя 71
2.4 Выводы 73
ГЛАВА 3 Исследование и разработка фазовращателей, построенных по принципу векторного сложения 75
3.1 Построение фазовращателей с использованием принципа векторного сложения 75
3.1.1 Принцип векторного сложения ортогональных сигналов 75
3.1.2 Структурная схема векторного фазовращателя 76
3.1.3 Проектирование фазовращателя на основе схемы четырехквадрантного сумматора 77
3.1.4 Увеличение динамического диапазона схемы фазовращателя на основе четырехквадрантного сумматора 83
3.1.5 Схема управления векторным фазовращателем на основе четырехквадрантного сумматора 88
3.2 Аттенюаторный метод построения векторных фазовращателей 91
3.2.1 Структурная схема векторного фазовращателя на основе дискретных аттенюаторов 91
3.2.2 Структурная схема векторного фазовращателя на основе дискретных аттенюаторов с расширенным динамическим диапазоном 98
3.3 Методика поиска оптимальных состояний векторного фазовращателя с избыточным количеством состояний 102
3.4 Выводы 106
ГЛАВА 4 Исследование структуры приемника с фазовращателем в цепи гетеродина. проведение и сравнительные результаты измерения исфазовращателей 107
4.1 Структурная схема приемника с фазовращателем в цепи гетеродина107
4.2 Методики проведения измерений ИС фазовращателей
4.2.1 Методика измерения параметров проходных фазовращателей 115
4.2.2 Методика измерения параметров приемника с фазовращателем в цепи гетеродина 117
4.3 Результаты проведения измерений ИС фазовращателей 120
4.3.1 Результаты измерения фазовращателя на основе схемы четырехквадрантного сумматора 120
4.3.2 Результаты измерения фазовращателя на основе четырехквадрантного сумматора с расширенным динамическим диапазоном 122
4.3.3 Результаты измерения ФВ на основе двух емкостных аттенюаторов.. 124
4.3.5 Результаты измерения приемника с фазовращателем в цепи сигнала гетеродина 127
4.4 Анализ результатов исследования ИС фазовращателей 130
4.4.1 Сводные результаты исследования характеристик ИС фазовращателей 130
4.4.2 Выбор оптимальной ИС фазовращателя на основе критерия качества 134
4.5 Выводы 138
Заключение 139
Библиографический список
- Активные фазированные антенные решетки
- Обзор управляющих элементов для пассивных фазовращателей
- Структурная схема векторного фазовращателя на основе дискретных аттенюаторов с расширенным динамическим диапазоном
- Результаты измерения приемника с фазовращателем в цепи сигнала гетеродина
Введение к работе
Актуальность работы.
К современной электронной аппаратуре предъявляются все более жесткие требования по повышению быстродействия и надежности при снижении массо-габаритных размеров и энергопотребления. Удовлетворению этих требований способствует совершенствование элементной базы.
Современное развитие радиолокационных систем (РЛС) идет по пути повышения энергетического потенциала и увеличения функциональных возможностей. Такие тенденции хорошо видны на примере радиотехнических комплексов с электронным сканированием луча, которые предполагают широкое использование активных фазированных антенных решеток (АФАР). Поэтому создание микросхем приемного и передающего каналов является весьма перспективным.
Серийно выпускаемые в России приемо-передающие модули (1111М) АФАР сантиметрового и миллиметрового диапазонов представляют собой гибридные модули на основе арсенида галлия (GaAs). Новым подходом к построению АФАР с более низкими стоимостными показателями и с малой удельной мощностью является разработка всего 1111М на одном кристалле путем использования перспективной для разработки аналого-цифровых БИС СВЧ диапазона кремний-германиевой (SiGe) БиКМОП технологии. В настоящее время разработка данной эффективной и недорогой технологии активно осуществляется в ОАО «НИИМЭ и Микрон» на основе базового кремниевого процесса HCMOS8D с нормами 0,18 мкм [1].
Ключевыми устройствами систем АФАР являются фазовращатели (ФВ), число которых в зависимости от назначения системы составляет от десятков до десятков тысяч штук в каждой решетке. Параметры и стоимость фазовращателей играют доминирующую роль, как в получении необходимых технических характеристик антенных систем, так и в их ценообразовании. Многообразие требований к антенным системам не позволяет выделить какой-либо класс фазовращателей, как полностью удовлетворяющий этим требованиям. Как правило, выбор того или иного класса устройств определяется компромиссом ряда основных параметров (например, быстродействие, рабочая СВЧ мощность, потребляемая мощность управления, массогабаритные параметры, стоимость).
Решению актуальной задачи построения интегральных фазовращателей на основе совокупности новых научно-обоснованных структурных и схемотехнических решений посвящена настоящая диссертация.
Цель работы - решение актуальной научной задачи по исследованию и разработке методов построения ИС фазовращателей на основе SiGe БиКМОП технологии.
Для достижения поставленной цели решены следующие задачи:
-
проведен анализ основных методов построения интегральных фазовращателей;
-
разработана методика и спроектирована ИС пассивного проходного фазовращателя, построенного на ФВЧ и ФНЧ секциях;
-
спроектирована ИС векторного фазовращателя и предложены методы увеличения ее динамического диапазона;
-
для снижения требований, предъявляемых к характеристикам блока фазовращателя, разработана структура приемника, в которой фазовращатель расположен в цепи сигнала гетеродина.
-
изложены и проанализированы результаты экспериментальных исследований спроектированных микросхем фазовращателей.
Научная новизна работы заключается в следующем:
-
Предложен новый принцип построения структуры пассивных фазовращателей, обеспечивающий минимальные вносимые потери.
-
Разработана методика проектирования пассивных фазовращателей, обеспечивающая минимальную амплитудную модуляцию и наилучший коэффициент согласования.
-
На основании проведенных исследований зависимости линейности передаточной характеристики и коэффициента шума от структурной организации схемы фазовращателя векторного типа предложен новый способ построения данных систем за счет переноса квадратурного фильтра в конец тракта и использования дискретных аттенюаторов для регулирования амплитуды векторов.
-
Предложен новый метод построения приемника с фазовращателем в цепи гетеродина, позволяющий использовать в качестве сигнала гетеродина входной сигнал и обеспечивающий расширение динамического и частотного диапазона приемника, а также снижение требований к характеристикам фазовращателя, без ухудшения точности задания фазы выходного сигнала.
Практическая значимость работы заключается в следующем: 1. На основе проведенных теоретических и экспериментальных исследований, с использованием SiGe БиКМОП технологии
выполнена разработка ряда отечественных ИС фазовращателей (К1338ХК1У, К1338ХК2У, К1338ХКЗУ, 1338ХК6У, 1338ХК7У, К1338ХК9У). Данные ИС использованы при разработке ІДІМ АФАР S-диапазона БКВП.434856.029, ППМ АФАР С-диапазона БКВП.434857.004.
-
Разработан алгоритм и программное обеспечение для поиска оптимальных состояний векторного фазовращателя по заданным критериям.
-
Разработаны и внедрены методики проведения измерений ИС фазовращателей на предприятии ФГУП «НИИМА «Прогресс».
-
Исследована структура приемника с фазовращателем в цепи гетеродина, решение использовано при разработке ИС приемника X-диапазона, позволяющего осуществлять фазовый сдвиг входного сигнала в диапазоне частот 8-12 ГГц и расширить динамический диапазон до 89 дБ.
-
Разработанные методики проектирования, структурные и схемотехнические решения внедрены при выполнении НИР («И-2011-1.3.2-215-009-044» в рамках ФЦП «Научно-педагогические кадры 2009-2013) на кафедре ИЭМС в Национальном исследовательском университете МИЭТ.
На защиту выносятся следующие положения:
-
Принцип построения параллельно-последовательной структуры пассивных фазовращателей с использованием изолированных МОП транзисторов в качестве ключей, позволивший уменьшить величину вносимых потерь.
-
Методика проектирования пассивных фазовращателей,
позволяющая получать минимальную амплитудную модуляцию выходного сигнала для всех состояний фазовращателя, а также наилучший коэффициент согласования схемы.
-
Структурная организация схемы векторного фазовращателя, обеспечивающая расширение динамического диапазона, которое достигается за счет уменьшения коэффициента шума путем переноса пассивных квадратурных фильтров в конец тракта и увеличения линейности благодаря использованию для регулировки амплитуды векторов дискретных аттенюаторов.
-
Метод построения приемника с фазовращателем в цепи гетеродина, позволяющий использовать в качестве сигнала гетеродина входной сигнал, а также снижающий требования к характеристикам фазовращателя, без ухудшения точности задания фазы выходного сигнала.
Апробация результатов работы.
Основные положения диссертационной работы были
представлены на следующих научно-технических конференциях:
«Всероссийская межвузовская научно-техническая конференция
студентов и аспирантов» (г. Зеленоград, Национальный
исследовательский университет МИЭТ, 2010 г., 2011 г.); 52-ая научная
конференция «Современные проблемы фундаментальных и прикладных
наук» (г. Зеленоград, МФТИ, 2009 г); Международная Крымская
конференция «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии» (г.
Севастополь, 2011г., 2012 г.); Российская научно-техническая
конференция «Электроника, микро- и наноэлектроника» (г. Суздаль,
2010 г., 2011г., 2012 г.); Всероссийская конференция
«Микроэлектроника СВЧ» (г. Санкт-Петербург, 2012 г.); V Всероссийская научно-техническая конференция «Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем» (Москва, 2012 г.), а также в следующих журналах: Известия высших учебных заведений «Электроника» (г. Москва, 2012 г., №4, №5), Вестник Московского Энергетического Института (г. Москва, 2012 г., №2).
Публикации.
По теме диссертации опубликовано 19 работ в материалах международных и всероссийских научно-технических конференций, включая 4 работы в изданиях, рецензируемых ВАК, получено 1 свидетельство об официальной регистрации топологии ИМС.
Структура и объем диссертации.
Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения и библиографического списка. Объем работы составляет 153 страницы, работа содержит 91 рисунок, 19 таблиц, список цитируемых источников из 113 наименований.
Активные фазированные антенные решетки
Применение АФАР для создания сканирующих антенн позволяет реализовать высокую скорость обзора пространства и за счёт более высокого потенциала радиолокатора (суммарная мощность, излучаемая всеми элементами решётки, полоса излучаемого сигнала и чувствительность приёмника) способствует увеличению получаемой информации о распределении источников излучения или отражения. АФАР, в зависимости от назначения, разделяются на приёмные, передающие и приёмопередающие [44]. Усилители, фильтры, фазовращатель, аттенюатор, линии передачи конструктивно объединены в одно устройство: приёмопередающий модуль (ППМ) АФАР. Проектирование ППМ АФАР распадается на две задачи: разработка передающего и приёмного тракта. Основными требованиями к ППМ АФАР являются: обеспечение заданной выходной мощности, высокого КПД передающего тракта, заданного коэффициента усиления и соотношения сигнал/шум приёмного тракта, заданной полосы пропускания, малого разброса параметров отдельных экземпляров и их стабильности в широком интервале изменения температуры. При выполнении всех перечисленных требований ППМ АФАР должен иметь ряд конструктивных особенностей, определяемых общей конструкцией антенной решётки, иметь малую массу и габариты. Поперечные размеры ППМ определяются длиной волны рабочего сигнала и не должны превышать величины А/2, это требование необходимо для исключения побочных максимумов диаграммы направленности антенны (дифракционных лепестков), при сканировании.
Важнейшим требованием к конструкции ППМ является требование минимизации его стоимости при серийном производстве, которое может быть обеспечено за счёт использования элементов в его структуре, выполненных в виде МИС (монолитная интегральная схема), позволяющих снизить расходы по его изготовлению и настройке.
Структурные реализации ППМ для АФАР различных назначений (бортовые, наземные мобильные и стационарные, морские и т. д. системы) и S, С, и X диапазонов длин волн, в основе своей идентичны, и различаются лишь методами реализации функциональных узлов входящих в их состав, и обеспечивающих необходимые параметры (частотные, точностные и т. д.) [45-47].
На рисунке 1.6 приведена традиционная функциональная схема ППМ, содержащая следующие функциональные узлы: входной и выходной (выходной подключён к выходу усилителя мощности передающего канала ГШМ) циркуляторы, обеспечивающие развязку передающего и приёмного каналов; многофункциональная ИС усиления и управления амплитудой/фазой, обеспечивающие управление амплитудой и фазой СВЧ сигналов в передающем и приёмном каналах ГШМ; усилитель мощности (УМ), обеспечивающий формирование СВЧ радиоимпульса заданной мощности на выходе ГШМ; малошумящий усилитель (МШУ), обеспечивающий необходимую чувствительность приёмного канала ГШМ с минимальным коэффициентом шума; устройство защиты приёмника (УЗП), в общем случае состоящее из пассивного и активного (включается в режиме передачи и отключается в режиме приёма) устройств защиты, обеспечивает защиту входных цепей малошумящего усилителя от просачивающейся мощности из передающего канала и от возможного внешнего излучения; устройство управления, обеспечивает формирование управляющих кодов и сигналов для всех функциональных узлов ГШМ, сбор, обработку и вывод контрольной и диагностической информации о состоянии ГШМ в управляющую АФАР ЭВМ; модулятор питания, обеспечивает снижение тепловых нагрузок и развязки по ВЧ приёмного и передающего каналов ГШМ за счёт импульсной коммутации питания различных его узлов (особенно УМ и МШУ) синхронно с режимами приёма и передачи.
Приведённая структурная схема ППМ АФАР обеспечивает основные функции характерные для ППМ АФАР различного назначения и диапазонов длин волн [48]. В состав модулей могут также входить преобразователь СВЧ сигналов в промежуточную частоту, аналого-цифровой преобразователь для преобразования принимаемых сигналов в цифровые коды, элементы обеспечивающие работу с различными типами поляризации СВЧ сигналов.
Стабильность антенных характеристик АФАР, таких, как коэффициент усиления, уровень боковых лепестков, пеленгационные параметры, зависит от стабильности амплитудно-фазовых характеристик входящих в неё ППМ.
Характеристики активных узлов ППМ, таких как фазовращатели, аттенюаторы, усилители и т. п. не являются идеальными, и могут изменяться при изменении температуры и частоты СВЧ сигнала. Кроме того, для обеспечения взаимозаменяемости ППМ при ремонте АФАР в процессе эксплуатации, необходимо обеспечить идентичность их характеристик без подстройки. Способы компенсации погрешностей амплитудно-фазовых характеристик элементов АФАР (приёмного и передающего каналов ППМ, и соответствующих им каналов суммирующей-распределительной системы) во многом определяют структуру ППМ.
Неидентичность фазовых- характеристик каналов АФАР складывается из неидентичности фазовых набегов в пассивных составляющих трактов (разброс геометрических размеров каналов суммирующей и распределительной системы, разброс геометрических и электромагнитных составляющих кабелей, направленных ответвителей и т. п.) и неидентичности электрических длин активных элементов ППМ. Неидентичность амплитудных характеристик каналов АФАР также имеет пассивную и активную составляющие, однако, в основном, её величина определяется изменением коэффициентов передачи трактов ППМ при дестабилизирующих воздействиях (изменения температуры и частоты) и также может быть скомпенсирована введением поправок к затуханиям в трактах ППМ каналов АФАР.
Обзор управляющих элементов для пассивных фазовращателей
Наиболее оптимальным для построения фазовращателей является применение фильтров третьего порядка. Это обусловлено тем, что использование фильтров более высокого порядка приводит к значительному увеличению занимаемой площади, в то время как фильтры меньшего порядка не обеспечивают большой ширины рабочих частот и плохо согласовываются. Но, в зависимости от используемой технологии, нередко приходится применять как раз фильтры с порядком, отличным от третьего. Например, для цепей с большим фазовым сдвигом применение фильтров третьего порядка обеспечивают малую ширину рабочих частот и целесообразно поднимать порядок фильтра, чтобы уменьшить фазовую ошибку в заданном диапазоне частот. Для выполнения цепей с малым фазовым сдвигом необходимо использование элементов с трудно реализуемыми параметрами. Решением проблемы может являться понижение порядка фильтров до второго или первого. Также для построения фазовращающих секций с малым значением фазового сдвига (22,5, 11,25 и 5,625) могут применяться несимметричные фазовращающие цепи. Примером тому является реализация фазовращающих секций на двух ФВЧ с большим сдвигом фазы (например, на двух ФВЧ со сдвигом фазы +33,75 и +22,5 градусов), что позволяет получить требуемый малый фазовый сдвиг на фильтрах третьего порядка, имеющих реализуемые номиналы.
Относительно амплитудно-частотной характеристики фазовращателя следует отметить, что наиболее значимым показателем для приемного модуля является не значение максимальных потерь вносимых фазовращателем, а величина паразитной амплитудной модуляции (AS21), возникающей при смене фазовых состояний, т.к. применение ФНЧ и ФВЧ, имеющих противоположный наклон АЧХ, приводит к разному уровню вносимых потерь в каждом состоянии фазовращателя. Это приводит к появлению разности вносимых потерь (AS21) между состояниями фазовращателя, которая меняется с частотой и характеризуется своим максимальным значением AS21MaKC. Этот параметр может существенно влиять на форму диаграммы направленности антенны, поэтому ее величина должна быть минимизирована.
Управляющим элементом в пассивных дискретных фазовращателях является полупроводниковый ключ. Обычно это двунаправленные устройства (SPDT - single-pole doublehrow), которые могут выполняться различным способами, используя МОП и биполярные структуры, диод, в том числе p-i-n диод или MEM (микроэлектромеханические) выключатели (рисунок 2.5). Обычно требуется, чтобы изоляция обеспечиваемая выключателем на данной частоте превышала 20 дБ, иначе будет заметно влияние отключенного канала на фазовые характеристики.
Использование p-i-n диода в СВЧ-цепях получило наибольшее распространение [20]. Рабочее напряжение p-i-n диода не превышает 1-2 В, управляющий ток через диод зависит от мощности СВЧ-сигнала, для работы с которым предназначен диод, и находится в пределах 0,1-100 мА. Время переключения p-i-n диода также зависит от мощности управляемого сигнала и лежит в пределах 0,05-5 мкс.
Считалось, что по переключающим свойствам p-i-n диод превосходит МОП транзистор, однако в последнее время уровень технологии позволил существенно расширить частотный диапазон применения МОП структур [87,88]. При этом МОП транзисторы обладают двумя важными преимуществами - значительное сокращение энергопотребления (на несколько порядков) и возможность использования стандартных технологических процессов, в том числе сопряжение с логическими управляющими устройствами. Биполярные ключи и ключи, созданные по GaAs технологии, применяются, как правило, реже. Это обусловлено дороговизной и сложностью технологии GaAs и большим потреблением биполярных транзисторов.
Классическая схема построения МОП SPDT-ключа показана на рисунке 2.6 [101]. Основными малосигнальными параметрами SPDT-ключа в открытом состоянии являются вносимые потери (IL) и потери на отражение (RL), а в закрытом состоянии - изоляция (ISO), определяющие вносимые потери и фазовые сдвиги [65]. Проходной транзистор Ml (М2) с шириной Wnpox выполняет основную переключающую функцию и определяет значения IL и RL в открытом состоянии. Шунтирующий транзистор МЗ (М4) с шириной WIuyHT предназначен для улучшения изоляции ключа в закрытом состоянии.
Для получения SPDT-ключа с требуемыми параметрами необходима процедура определения значений Wnp0x и WuiyHT, количественно привязанная к параметрам используемой технологии.
Для определения величины Wnpox, при которой значения IL и RL оптимальны анализируется упрощенная малосигнальная эквивалентная схема (ЭС) пМОП транзистора в открытом состоянии представлена на рисунке 2.7(a). На основе приведенной эквивалентной схемы после определенных физически обоснованных упрощений могут быть получены простые аналитические выражения для IL и RL:
Структурная схема векторного фазовращателя на основе дискретных аттенюаторов с расширенным динамическим диапазоном
Поскольку суммарный ток 1вых остается постоянным, а входящие в систему ветви соединены симметрично-перекрестно, существенного изменения статического напряжения на выходе не происходит. Таким образом, на выходном резисторе суммируются входные сигналы, пропорциональные величине управляющих токов, формируя при этом необходимую фазу выходного сигнала.
Как показано на рисунке 3.4 схема квадратурного фильтра содержит фильтр нижней частоты и фильтр верхней частоты. RC-CR цепочка является простой схемой расщепления фазы на 2 сигнала: + л/4 и - ті/4.
В RC-CR цепочке фаза между VJout и дш выходами равна 90, а амплитуды выходных сигналов равны для угловой частоты co=l/(RC).
Так как абсолютные величины сопротивлений и емкостей меняются от температуры и технологических отклонений, меняется угловая частота, что делает неустойчивым квадратурный выходной сигнал RC-CR схемы. Более того, такая схема пригодна только для узкой полосы рабочего сигнала.
Схема многокаскадного квадратурного фильтра (рисунок 3.5) может быть рассмотрена как соединение «n» RC цепочек. Каждый каскад состоит из четырех одинаковых сопротивлений и четырех одинаковых емкостей. Емкости и сопротивления в разных каскадах различаются и зависят от частоты, на которую настроен каскад. Каскадирование двух и более RC-CR цепочек позволяет выровнять амплитуды генерируемых квадратурных сигналов и расширить полосу пропускания. Количество каскадов фильтра выбирается исходя из требуемых диапазона частот, величин разбаланса амплитуд и фаз и допустимого ослабления фильтра. Каскады фильтра рассчитываются по формуле:
На рисунке 3.5 Vin+ и Vin- дифференциальный вход, VIout+ и Viou(-дифференциальный выход I канала, дош+ и УдоиГ- дифференциальный выход Q канала. К недостаткам квадратурных фильтров можно отнести: вносимые потери 3 дБ/каскад, из-за применения пассивных элементов, особенно для высокой точности генерации квадратурных сигналов, при которой необходимо последовательно соединять 3-5 RC-CR каскадов; тепловой шум резисторов фильтра ухудшает коэффициент шума всего тракта. На рисунке 3.6 представлена АЧХ двухзвенного квадратурного фильтра, RC фильтры которого рассчитаны на частоты 2,5 ГГц и 3,5 ГГц.
Частота, ГГц Рисунок 3.6. АЧХ двухзвенного квадратурного фильтра На основе принципа векторного сложения, с использованием SiGe БиКМОП технологии с проектными нормами 0,25 мкм, произведен расчет микросхемы дискретного фазовращателя. Исследованная расчетная зависимость фазы и амплитуды сигнала на выходе схемы от величины тока І(сохі), заданного по закону синуса и косинуса, представлены на рисунке 3.7. При всех преимуществах схемы четырехквадрантного сумматора, данная реализация аналогового сумматора имеет ограничения по динамическому диапазону и при обеспечении малых фазовых сдвигов, т.е. необходимости получения малых значений амплитудах векторов, транзисторы сумматора попадают в микрорежим, что также чревато нарушением линейности преобразования.
Расширить динамический диапазон позволяет использование модернизированной структурной схемы фазовращателя (рисунок 3.10) [105, 106]. В данной структурной схеме добавлены усилительные элементы, а также модифицированы ВЧ блоки фазовращателя.
Распределение уровней сигнала внутри схемы и коэффициент передачи блоков необходимо задавать таким образом, чтобы максимально уменьшить требования к линейности блоков фазовращателя.
В качестве входного каскада применяется активный трансфорамтор, который представляет собой малошумящий усилитель [107]. Это позволяет уменьшить коэффициент шума устройства за счет снижения влияния шумов каскадов, следующих за усилителем (формула Фриса).
Вместо пассивного RC полифазного фильтра, для преобразования дифференциальных сигналов в квадратурные, разработан полифазный фильтр на LC фильтрах нижних и верхних частот (рисунок 3.11). LC фильтры обладают меньшим активным сопротивлением по сравнению с RC цепочкой, что, в конечном счете, уменьшает потери, а, следовательно, и коэффициент шума.
При большом входном сигнале переходная вольт-амперная характеристика дифференциальных каскадов векторного сумматора (рисунок 3.3) становится нелинейной. Для обеспечения линейности схемы векторного сумматора его входная экспоненциальная характеристика линеаризовывалась за счет предварительного нелинейного преобразования входного напряжения, а повышение величины тока во входных транзисторах и транзисторах «квада» увеличило произведение IxR, которым определяется максимальный неискаженный сигнал, проходящий через транзистор (рисунок 3.13).
Результаты исследований позволили спроектировать схему векторного фазовращателя со значительно улучшенным коэффициентом шума. На рисунке 3.14 представлен топологический чертеж схемы векторного фазовращателя на основе четырехквадрантного сумматора с расширенным динамическим диапазоном. Размер кристалла 2,0 1,0 мм".
Результаты измерения приемника с фазовращателем в цепи сигнала гетеродина
Использование структуры с четырьмя векторами позволяет регулировать не только фазы выходного сигнала, но и амплитуды, поскольку при сложении векторов малой амплитуды уменьшается точность фазового сдвига, а использование дополнительных векторов позволяет получать вектор малой амплитуды за счет вычитания двух больших дифференциальных векторов (рисунок 3.15). Указанная схема позволяет избавиться от дополнительного каскада переключения векторов между квадрантами, но в тоже время имеет большую площадь кристалла и ток потребления.
В качестве ослабляющего элемента (аттенюатора) в представленной схеме используется резистивная или емкостная цепочка (рисунок 3.16). Резисторы или емкости подбираются таким образом, чтобы обеспечить равномерный шаг ослабления, определяющий точность задания фазы и амплитуды выходного сигнала. Применение емкостной цепочки позволяет избежать дополнительных источников шума.
Цепочка делителя может реализовываться либо из последовательных элементов с равномерным шагом ослабления, либо из двух параллельных цепочек: одна с крупным шагом, вторая с мелким, при этом на выход будет подаваться сумма сигналов от двух цепочек. Использование структуры с двумя параллельными цепочками делителя позволяет значительно сэкономить площадь кристалла.
Требуемое ослабление достигается включением усилительных каскадов на определенных выходах делителей. В данном случае усилительные каскады работают как ключи. Принципиальная схема такого отключаемого усилителя представлена на рисунке 3.17. Основными требованиями, предъявляемыми к усилителям, являются единичный коэффициент передачи в необходимом частотном диапазоне и хорошая линейность.
После задания необходимой амплитуды векторов на аттенюаторе, сигналы поступают на схему сумматора, в которой происходит выбор квадранта и сложение векторов с получением выходного сигнала с определенной фазой и амплитудой.
Управление схемой ФВ на аттенюаторных ячейках осуществляется с помощью последовательного цифрового кода, который определяет, какие усилители работают и пропускают сигнал от цепочки делителя, а какие нет. Также кодом выбирается нужный квадрант, в котором будет сформирован выходной сигнал.
На основе принципа векторного сложения рассчитаны и разработаны две микросхемы 6-битного ФВ на основе схем дискретных аттенюаторов. Разработка схем проводилась с использованием SiGe БиКМОП технологии с проектными нормами 0,25 мкм.
На рисунке 3.20 представлена топология векторного ФВ на основе двух емкостных аттенюаторов. Размер кристалла 1,8 2,2 мм2.
Результаты моделирования показали, что использование структуры, в которой регулирование амплитуды векторов осуществляется при помощи дискретных аттенюаторов, позволяет значительно расширить динамический диапазон, как за счет снижения коэффициента шума, так и за счет улучшения линейности по входу.
Результаты моделирования точностных характеристик выходного сигнала показывают, что благодаря избыточности возможных состояний выходного сигнала, можно значительно минимизировать ошибки в точности задания фазы и амплитуды выходного вектора.
Дальнейшее расширение динамического диапазона схемы векторного ФВ можно провести на основании исследований зависимости точки однодецибельной компрессии по входу и коэффициента шума от структурной организации схемы. На рисунке 3.21 представлены результаты моделирования коэффициента шума векторного фазовращателя для двух разных структур, в состав которых входят блоки с одинаковыми параметрами. Как видно из рисунка, структурная схема, в которой пассивные элементы (квадратурные фильтры) расположены в конце тракта, позволяет улучшить коэффициент шума на 1,5 дБ, при одинаковых значения точки однодецибельной компрессии по входу.
По результатам исследования представлена структурная схема векторного дискретного фазовращателя с улучшенным динамическим диапазоном (рисунок 3.22) [109]. Схема включает в себя следующие блоки: входной активный балун, 5-ти разрядный емкостной аттенюатор, RC квадратурный фильтр, схему выбора квадранта и цифровой блок управления. Особенностью данной структуры является то, что получение ортогональных векторов из дифференциального сигнала происходит после задания весовых коэффициентов. Это приводит к усложнению схемы выбора квадрантов, в которой происходит сложение векторов и необходимости использования
