Микромеханический гироскоп компенсационного типа с расширенным диапазоном измерения Моисеев Николай Владимирович

Содержание к диссертации

Введение

1 Особенности работы микромеханического гироскопа с расширенным диапазоном измерения 12

1.1 Обзор рынка микромеханических гироскопов с расширенным диапазоном измерения 12

1.2 Описание структуры микромеханического гироскопа ММГ ЭП1 17

1.3 Структурная схема и математическая модель чувствительного элемента микромеханического гироскопа 20

1.4 Электродные структуры чувствительного элемента микромеханического гироскопа 22

1.5 Характеристики микромеханического гироскопа 26

1.5.1 Разрешение 27

1.5.2 Масштабный коэффициент 28

1.5.3 Нулевой сигнал 28

1.5.4 Полоса пропускания и динамический диапазон

1.6 Режимы работы и системы управления современных микромеханических гироскопов 29

1.7 Анализ возможности расширения диапазона измерения микромеханического гироскопа 39

2 Анализ работы микромеханического гироскопа при воздействии внешних и внутренних факторов 46

2.1 Анализ влияния внешних факторов на характеристики микромеханического гироскопа 46

2.1.1 Анализ влияния вибраций и ударов на характеристики микромеханического гироскопа 46

2.1.2 Анализ влияния температуры окружающей среды на характеристики микромеханического гироскопа 50

2.1.3 Влияние внешних факторов на межэлектродный зазор 53

2.1.4 Влияние температуры на добротность и резонансные частоты подвеса ЧЭ 55

2.2 Анализ влияния внутренних факторов на характеристики микромеханического гироскопа 56

2.2.1 Механические паразитные связи 56

2.2.2 Электрические паразитные связи 59

2.2.3 Электромеханические паразитные связи

2.2.3.1 Отрицательная электрическая жесткость 71

2.2.3.2 Датчики момента и угла

74

3 Системы управления гироскопа компенсационного типа с расширенным диапазоном измерения 77

3.1 Формирование сигналов в цифровых системах управления 77

3.2 Система измерения перемещения инерционной массы чувствительного элемента 79

3.2.1 Преобразователь емкость напряжение 79

3.2.2 Преобразователь емкость напряжение с измерением межэлектродного зазора 81

3.3 Система управления амплитудой первичных колебаний 83

3.4 Система обработки выходного сигнала канала вторичных колебаний 85

3.4.1 Система выделения полезного сигнала 85

3.4.2Методика определения синфазного и квадратурного сигналов 87

3.4.3 Компенсация квадратурного сигнала 88

3.5 Система управления канала вторичных колебаний 89

3.5.1 Методика расчета коэффициентов системы управления вторичными колебаниями 89

3.5.2 Структурная схема и Simulink модель микромеханического гироскопа с расширенным диапазоном 92

3.5.3 Способ управления по напряженности электрического поля 94

3.5.4 Результаты моделирования работы гироскопа при воздействии больших угловых скоростей 97

4 Экспериментальные исследования микромеханического гироскопа с расширенным диапазоном измерения 100

4.1 Описание и основные характеристики экспериментального образца 100

4.2 Описание аппаратуры, методик и программного обеспечения для проведения испытаний 101

4.2.1 Стенд угловых перемещений для исследования поведения гироскопа под действием больших угловых скоростей 101

4.2.2 Стенд для определения квадратурной и синфазной составляющих, настройки фазы опорного сигнала демодулятора .. 104

4.3 Результаты экспериментальных исследований микромеханического гироскопа 105

4.3.1 Результаты испытаний микромеханического гироскопа при воздействии больших угловых скоростей 105

4.3.2 Определение квадратурной и синфазной составляющих, и фазы опорного сигнала гироскопа 108

4.3.3 Исследование характеристик выходного сигнала гироскопа на неподвижном основании 110

Заключение 112

Список сокращений 113

Список публикаций автора 114

Список литературы

• Структурная схема и математическая модель чувствительного элемента микромеханического гироскопа
• Анализ влияния температуры окружающей среды на характеристики микромеханического гироскопа
• Преобразователь емкость напряжение
• Стенд для определения квадратурной и синфазной составляющих, настройки фазы опорного сигнала демодулятора

Введение к работе

Актуальность темы диссертации. Инерциальные МЭМС датчики стали доступны в качестве альтернативы для недорогих систем примерно с середины 1990-х годов. Хотя уровень характеристик новых МЭМС-датчиков был ниже, чем у их механических аналогов, они имели значительно меньшие размер, потребляемую мощность и стоимость.

МЭМС датчики нашли применение в таких областях как управление движением объектов (автомобили, авиация, ракеты), в системах навигации, в машиностроении и измерительной технике, в геологоразведочной аппаратуре, робототехнике. В процессе расширения областей применения микромеханических датчиков возникали проблемы с их использованием. Это было связано с тем, что при работе в реальных условиях (вибрации, удары, акустические воздействия, изменения температуры) характеристики датчиков существенно ухудшались.

В 2003г. в США началась программа HERMIT (Harsh Environment Robust Micromechanical Technology), целью которой был поиск решений по созданию МЭМС устройств, способных работать в жестких условиях и сохранять характеристики в этих условиях. Только в 2012 году в аналитическом обзоре французской фирмы Yole отмечалось, что проблемы ухудшения характеристик существующих МЭМС датчиков и ИИМ при работе в жестких условиях были решены.

Среди доступных публикаций посвященных вопросам повышения стабильности характеристик, можно отметить статьи зарубежных исследователей: M.S. Weinberg, A.Shkel. Несколько компаний достигли успеха в создании датчиков тактического класса точности. Это такие фирмы как: Honeywell (США) , AIS (США), LITEF (Германия), Gladiator technologies (США), L-3 Com (США), ADI (США), Sensonor (Норвегия) , Thales (Франция).

Помимо стабильности характеристик также немаловажными являются

такие характеристики как диапазон измерения угловых скоростей (более 2000/с)
и частотный диапазон (более 100Гц). Гироскопы, обладающие такими

характеристиками, применяются на высоко динамичных объектах, а также идеально подходят для носимых применений в области спорта для отработки техники движений спортсмена во время тренировок.

Публикации, посвященные расширению диапазона измерения, практически отсутствуют, за исключением статьи ф.Analog Devices, в которой исследуются

характеристики гироскопа прямого преобразования ADXRS649 с диапазоном измерения до ±50000/с.

На рынке также присутствуют такие фирмы как InvenSense,

STMicroelectronics с гироскопами ITG-3701(±4000/с), LY5150AL (±6000/с) соответственно. Из отечественных разработчиков можно выделить Лабораторию Микроприборов (Зеленоград), с гироскопом ММГК-10000(±10000/с) и фирму “Гирооптика” (Санкт-Петербург) в которой разработан гироскоп с диапазоном измерения до ±9000/с.

Сохранение высоких точностных характеристик в широком диапазоне
угловых скоростей при жестких механических и температурных воздействиях в
настоящее время является одной из основных целей при проектировании
микромеханических гироскопов (ММГ). Для ее достижения применяются такие
средства как повышение резонансной частоты инерционной массы (ИМ)
чувствительного элемента (ЧЭ), использование многомассовых ЧЭ,

демпфирующих подвесов из кремния, использование избыточного числа датчиков, разработка новых алгоритмов управления положения ИМ и преобразования сигналов в ММГ.

Отсутствие литературы, посвященной созданию ММГ компенсационного типа с расширенным диапазоном измерения, обусловлено тем, что такие датчики относятся к продукции двойного назначения. Поэтому решение ряда задач, направленных на расширение диапазона измерения и повышение точности ММГ, является актуальным.

Цель диссертационной работы заключается в расширении диапазона микромеханического гироскопа компенсационного типа и улучшении его характеристик за счет систем управления в контуре первичных и вторичных колебаний.

Сложность задачи повышения точности ММГ с расширенным диапазоном измерения обусловлена тем, что необходимо обеспечить достаточно большое контурное усиление в канале вторичных колебаний при всех внешних воздействиях, определяемых условиями работы ММГ, стабильную амплитуду первичных колебаний при этих воздействиях и угловых скоростях, превышающих более, чем на порядок угловые скорости для ММГ компенсационного типа с типичным (до 500/с) диапазоном, обеспечить формирование компенсирующих

моментов, соответствующих действующему моменту сил Кориолиса и

квадратурной помехи.

Для достижения поставленной цели в работе были решены следующие основные задачи:

1. Проведен анализ работы ММГ с расширенным диапазоном измерения с каналами вторичных колебаний, выполненных по разомкнутой и замкнутой схемам, выявлены преимущества гироскопа при использовании компенсационного режима в канале вторичных колебаний.

2. Проведен анализ факторов: технологических погрешностей, внутренних связей, в том числе и паразитных, между каналами и функциональными узлами и внешних воздействий, влияющих на точность и диапазон измерения ММГ.

3. Разработаны методы повышения точности ММГ с расширенным диапазоном измерения, основанные на результатах аналитического анализа, моделирования и экспериментальных исследований образцов.

4. Разработана уточненная модель ММГ с расширенным диапазоном измерения, учитывающая влияние внешних воздействий и внутренних перекрестных связей на параметры чувствительного элемента

5. Разработаны структуры каналов измерения и управления положением инерционной массы и преобразования сигналов в ММГ компенсационного типа.

6. Разработан стенд с диапазоном задаваемых угловых скоростей до 15000/c и проведены экспериментальные исследования ММГ с расширенным диапазоном измерения.

Методы исследования. Для решения поставленной задачи в работе
использовались методы и аппарат теории автоматического управления,

теоретической механики, теории колебаний, цифровой обработки информации, математического анализа и компьютерное моделирование.

Научная новизна результатов диссертационной работы:

7. Разработана математическая модель ММГ RR-типа, учитывающая влияние перекрестных связей, что позволило расширить его диапазон измерения и улучшить точностные характеристики.

8. Разработан способ управления положением инерционной массы чувствительного элемента, заключающийся в управлении по напряженности электрического поля в зазоре между силовыми электродами и обеспечивающий нечувствительность масштабного коэффициента ММГ к изменению зазора.

3. Разработана структура преобразователей емкость-напряжение с нормированным коэффициентом передачи, позволяющяя повысить стабильность масштабного коэффициента ММГ при воздействии вибраций и температуры.

4. Разработан метод настройки демодулятора, позволяющий уменьшить погрешность гироскопа, обусловленную наличием квадратурной и синфазной помех.

Практическая значимость работы заключается в следующем:

1. Созданы экспериментальные образцы ММГ компенсационного типа с диапазоном изменения до ±10000/c, нестабильностью нуля менее 10/ч и нелинейностью масштабного коэффициента менее 1%.

2. Разработана структура преобразователей емкость-напряжение с нормированным коэффициентом передачи, позволяющая повысить стабильность масштабного коэффициента ММГ.

3. Результаты работы используются в учебном процессе ИТМО в читаемом на факультете КТиУ курсе “Инерциальные чувствительные элементы”.

Достоверность научных и практических результатов подтверждается
использованием корректных математических приемов, сопоставлением

аналитических результатов, данных, полученных в ходе математического моделирования и экспериментальных исследований, прохождением экспертизы в Российском агентстве по патентам и товарным знакам и положительным решением на выдачу 7 патентов РФ, критическим обсуждением результатов работы на научно-технических конференциях.

Материалы работы докладывались и обсуждались на XXIX конференции памяти выдающегося конструктора гироскопических приборов Н.Н. Острякова (Санкт-Петербург, 2014 гг.), на XL научной и учебно-методической конференциии СПб НИУ ИТМО (Санкт-Петербург, 2011г.), на XX – XXI международных конференциях по интегрированным навигационным системам (Санкт-Петербург, 2013 – 2014 гг.), на VII-VIII конференциях молодых ученых «Навигация и управление движением» (Санкт-Петербург, 2006 – 2007 гг.).

На защиту выносятся следующие основные положения: 1. Метод определения диапазона измерения и плотности мощности шума по параметрам чувствительного элемента позволяет оптимизировать характеристики ММГ с расширенным диапазоном измерения.

2. Способ управления положением инерционной массы чувствительного элемента, заключающийся в управлении по напряженности электрического поля в зазоре между силовыми электродами, позволяет исключить влияние изменения зазора на масштабный коэффициент ММГ.

3. Структура преобразователей емкость-напряжение с нормированным коэффициентом передачи позволяет обеспечить инвариантность коэффициента передачи емкостного датчика угла к изменению межэлектродного зазора.

4. Уточненная математическая модель гироскопа RR-типа с расширенным
диапазоном измерения, учитывающая влияние перекрестных связей в
чувствительном элементе, позволяет моделировать поведение ММГ при
воздействии угловой скорости в широком диапазоне.

5. Метод настройки демодулятора, учитывающей наличие синфазной
составляющей нулевого сигнала, позволяет уменьшить погрешность измерения
ММГ, обусловленную наличием квадратурной помехи.

Публикации. По теме диссертации опубликовано 27 работ, включая статьи в периодических изданиях, из них 3 статьи в научно-технических журналах, рекомендуемых ВАК, 2 статьи в материалах конференций индексируемых SCOPUS, 7 патентов РФ.

Структура и объем диссертации.

Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения, списка публикаций автора, списка использованной литературы, списка сокращений. Общий объем диссертации составляет 123 страницы, в тексте имеется 81 рисунок, 10 таблиц, список литературы содержит 80 наименований.

Структурная схема и математическая модель чувствительного элемента микромеханического гироскопа

Разрешение гироскопа - это минимальная угловая скорость, которая может быть определена (выделена) на уровне шумов при известной полосе пропускания гироскопа. Эквивалентный уровень шума TNED. (total noise equivalent rotation) определяется двумя некоррелированными составляющими: шумом эквивалентного вращения обусловленного механической частью ММГ (MNECL (mechanical noise equivalent rotation) и шумом эквивалентного вращения обусловленного электроникой (мыт (electrical noise equivalent rotation) [36,37] TNED. = 4MNEQ.2 + ENEQ2 . (1.5.1.1) Шум, обусловленный механической частью ММГ, возникает вследствие движения ИМ из-за Броуновского теплового шума в теле ИМ. Приравнивая тепловой момент М = 4кьТЬ, вызывающий перемещение ИМ, к моменту сил Кориолиса, можно записать разрешение механической части ММГ вибрационного гироскопа в следующем виде:

Величины кв,Т,ПП - постоянная Больцмана (1.38 10 23 Дж/К), температура датчика, полоса пропускания (ПП) (Гц) датчика соответственно. соу- частота первичных колебаний, Jz- момент инерции, у- амплитуда первичных колебаний, Qa -добротность колебательного контура канала вторичных колебаний.

Уровень электронных шумов зависит от входного шума измерительной схемы емкость-напряжение. Предполагая, что шум напряжения питания Un представляет белый шум в диапазоне рабочих частот, и он единственный ограничивает уровень разрешения, тогда минимальное разрешение эквивалентное электронному уровню шума соответствует соотношение d2coC U , (1.5.1.3) ENEQ.CC У пар n ПП p а Где d,Upмежэлектродный зазор и напряжение между электродами, Cпар полная паразитная емкость, включающая в себя паразитные емкости между ЧЭ и интегральной схемой, паразитные емкости внутри ЧЭ.

Можно видеть, что амплитуда первичных колебаний, момент инерции, зазор, и добротность влияют на уровень шума и определяют разрешение гироскопа.

Масштабный коэффициент гироскопа определяет отношение изменения выходного сигнала гироскопа к изменению измеряемого входного воздействия (угловой скорости). Масштабный коэффициент выражается в виде единиц U вольт //cпри аналоговом выходе и LSB//c при цифровом выходе.

Нулевой сигнал гироскопа - это выходной сигнал при отсутствии входного воздействия. Дрейф нулевого сигнала - важная характеристики гироскопа определяющая его долговременную стабильность.

При условии, что уровень шума системы измерения перемещения определяет разрешение гироскопа, смещение нуля в выходном сигнале может быть принято за эквивалентный дрейф нуля гироскопа. Дрейф нуля гироскопа состоит из систематической и случайной составляющих. Систематические составляющие возникают вследствие температурных изменений, линейных ускорений, вибраций и других факторов. Случайные компоненты определяются фликер шумом 1/f [58].

Полоса пропускания гироскопа - диапазон частот, в котором входной сигнал измеряется системой без искажений. Полоса пропускания связана с добротностью и резонансной частотой канала вторичных колебаний соотношением для гироскопа разомкнутого типа [38] тттт а (1.5.4.1)

Динамический диапазон определяет диапазон входных воздействий, при которых возможно измерение выходного сигнала. Обычно диапазон рассчитывается как отношение максимального входного воздействия к уровню шума датчика.

В современных гироскопах среднего класса (с дрейфом нулевого сигнала на уровне 0,1-10о/ч) используются три основных типа систем управления [3]: - без обратной связи с разнесенными резонансными частотами подвеса ИМ (выпускаются фирмой Analog Devices серия ADRXRS 64х). В этих приборах частота первичных колебаний (f\) меньше резонансной частоты подвеса ИМ по оси вторичных колебаний (f2), - без обратной связи с совмещенными резонансными частотами подвеса ИМ (разработан в Университете штата Georgia), - с обратной связью по перемещению ИМ с совмещенными резонансными частотами подвеса ИМ (ММГ фирм Thales, LITEF, концерн ЦНИИ "Электроприбор", Analog Devices ADRXRS 450, ADRXRS 800).

ММГ с обратной связью по перемещению ИМ являются приборами компенсационного типа, без обратной связи - разомкнутого типа. В общем виде структурная схема гироскопа имеет вид, представленный на рисунке 1.6.1.

В зависимости от заданного режима работы система управления гироскопом может состоять из системы возбуждения первичных колебаний поддерживающей заданный угол колебаний ИМ, системы подстройки резонансных частот для поддержания разности частот первичных и вторичных колебаний равной нулю, обратной связи, обеспечивающий работу гироскопа в режиме прямого преобразования или компенсационном режиме. При контурном коэффициенте менее единицы за счет обратной связи осуществляется демпфирование колебаний, гироскоп работает в режиме прямого преобразования [32]. Необходимость демпфирования колебаний, при котором обеспечивается добротность на уровне 1-50, связана с наличием в ЧЭ паразитных механических перекрестных связей, таких как квадратурная и синфазная помехи [32,39,40,41,42], которые при больших значениях добротности в режиме совмещенных частот могут приводить к неустойчивой работе гироскопа и возбуждению колебаний в канале вторичных колебаний. Система обработки выходного сигнала осуществляет синхронную демодуляцию и фильтрацию выходного сигнала канала вторичных колебаний. При контурном коэффициенте более единицы гироскоп работает в компенсационном режиме, при этом в качестве информационного сигнала в системе обработки выходного сигнала используется сигнал обратной связи [38,43].

Анализ влияния температуры окружающей среды на характеристики микромеханического гироскопа

Структурная схема ЧЭ, учитывающая влияние механических перекрестных связей Можно видеть, что моменты на входе канала первичных колебаний являются функций от угла а, и входной угловой скорости. Угол а зависит от моментов на входе канала вторичных колебаний. В компенсационном режиме контур обратной связи подавляет колебания ИМ. Степень подавления зависит величины контурного коэффициента. Она должна быть такой, чтобы компенсировать моменты сил Кориолиса, квадратурный и синфазный моменты. На практике, величина контурного коэффициента ограничена из-за различных факторов, к которым можно отнести электрические паразитные связи в ЧЭ. Ограниченный контурный коэффициент приводит к появлению ошибки управления и отклонению ИМ под действием квадратурного момента на неподвижном основании, и момента сил Кориолиса при воздействии угловой скорости.

При угловых скоростях менее 2000/c, отклонение ИМ не вносит существенных ошибок в измерение угловой скорости. Влияние квадратурного момента, который может достигать эквивалентных значений на порядок больше чем значения входной угловой скорости, можно скомпенсировать с помощью дополнительных электродов или подачей сигналов управления на электроды в обратной связи [80].

При ненулевом значении угла паразитные моменты на входе канала первичных колебаний будут оказывать влияние на систему автоматического поддержания заданной амплитуды. При пропорциональном законе управления конечная величина контурного коэффициента приведет к ошибке поддержания амплитуды.

Чувствительный элемент микромеханического гироскопа представляет собой вакуумированный кремниевый модуль. Модуль состоит из сваренных между собой пластин толщиной 0.4мм из монокристалического кремния (рисунок 2.2.2 ). Модуль выполнен по технологии SOI (Silicon On Insulator)[34].

Рисунок 2.2.2 - Вакуумирований кремниевый модуль Одна из этих пластин является основанием (9), а другая – крышкой (10). На основании через слой диоксида кремния (11) толщиной 2мкм установлены опора (4) и статоры (5), к опоре подвешен ротор (6) с помощью торсионов (7). На крышке на тонком слое диоксида кремния нанесены электроды . Обе пластины свариваются по слоям металлизации 12, нанесенным по периметру основания и крышки. Диаметр диска 3 мм, толщина 60 мкм, номинальный зазор между основанием и диском 2 мкм.

Помимо емкостей образуемых электродами на крышке, статорами на основании и ротором в ЧЭ присутствуют дополнительные паразитные емкости и сопротивления. Они образуют перекрестные электрические связи как между каналами первичных и вторичных колебаний, так и между электродами управления и измерения в одном канале. На рисунке 2.2.3 представлена полная эквивалентная электрическая схема ЧЭ с учетом паразитных связей.

В исследуемом ЧЭ электроды статоров, расположенные на слое диэлектрика, обеспечивающего электрическую изоляцию электродов от элементов конструкции ЧЭ с проводящим кремнием, образуют конденсаторы, емкости которых обозначены на схеме Сд. Области, находящиеся под слоями диэлектрика вблизи проводящих электродов и статоров, связаны через кремний между собой проводящими слоями металла, по которому производится сварка крышки с основанием. Эти связи на схеме показаны в виде резисторов Rкр (сопротивление кремния). Поскольку проводящий слой на крышке нанесен на диэлектрик, крышка и основание оказываются гальванически развязаны, связь между ними происходит через конденсатор, образованный проводящим сварным швом, проходящим по периметру конструкции ЧЭ и кремнием крышки. Этот конденсатор обозначен Ско. Емкостная связь между статорами и электродами через вакуумированную полость в ЧЭ показаны в виде конденсаторов Сээ[34].

В литературе [32] посвященной исследованию гироскопа прямого преобразования рассмотрен случай прохождения сигнала управления из канала первичных колебаний в измерительный канал вторичных колебаний. Показано, что напряжение, поступающее на ДМ по оси первичных колебаний, проходит на выход ПЕН2 в качестве помехи, величина которой определяет порог чувствительности электроники. _ R 1 , 1 , R (2.2.2) ( СД1 ( СД2 где – частота напряжения управления ЧЭ; Яэ - эквивалентное объемное сопротивление кремния.

Из анализа выражения (2.2.2) следует, что для уменьшения напряжения Un необходимо уменьшать паразитные емкости. Для уменьшения паразитных емкостей предложено увеличить толщину изоляционного слоя [19]. Увеличение толщины изоляционного слоя оксида кремния с 0,5 мкм до 2 мкм позволило уменьшить паразитные емкости в 4 раза и снизить порог чувствительности электроники в 4 раза.

При работе гироскопа в компенсационном режиме помимо измерительных электродов задействованы и силовые электроды ДМ, на которые подается сигнал управления. Так как площадь соприкосновения электродов на крышке с диэлектриком больше площади соприкосновения статоров с диэлектриком основания (таблица 1.4.1), паразитные емкости образуемые электродами ДУ и ДМ с крышкой больше чем паразитные емкости образуемые статорами и основанием.

Искажение частотной характеристики приводит к тому, что уже при небольших значениях контурного коэффициента усиления замкнутая система становится не устойчивой.

Существует несколько подходов позволяющих компенсировать влияние паразитных связей. Один из способов, описанных в литературе [52] основан на цифровой фильтрации сигнала. В работе показано, что частотная характеристика ЧЭ может быть разделена на мнимую и действительную части. При этом действительная часть не содержит паразитных связей. Сформировав фильтр с заданными свойствами можно выделить сигнал соответствующий перемещению только ИМ.

Второй способ основан на управлении на частоте, отличающейся от резонансной частоты подвеса. В литературе [67] рассмотрено управление на половинной частоте, при которой частота паразитного сигнала в два раза меньше резонансной механической частоты ЧЭ.

Третий способ, часто используемый при реализации цифрового управления, заключается во временном разделении периодов управления и измерения положения ИМ [68], т.е. при измерении емкости на измерительных электродах, напряжение на силовых электродах поддерживается постоянным и не меняется, а при управлении измерение не осуществляется. При таком управлении необходимо использование ключевых преобразователей емкость-напряжение, позволяющих измерять емкость за несколько тактов.

Для компенсации паразитных связей возможно использование включенных параллельно с ЧЭ корректирующих звеньев, которое компенсируют действие паразитных связей. Недостаток метода заключается в необходимости использования дополнительных пассивных элементов и идентификации ЧЭ для определения их номиналов.

Преобразователь емкость напряжение

Для возбуждения колебаний ИМ применяются различные автогенераторные схемы. Принцип действия схем основан возникновении в системе автоколебаний при охвате ее положительной обратной связью. При этом необходимо выполнить два условия. Контурный коэффициент системы должен быть больше единицы и фазовый сдвиг равен 360. Для поддержания амплитуды колебаний постоянной в систему управления вводится дополнительный контур автоматической регулировки усиления (АРУ). Структурная схема канала первичных колебаний с системой возбуждения колебаний приведена на рисунке 3.3.1 [32].

Структурная схема системы возбуждения первичных колебаний Структурная схема состоит из объекта управления, охваченного положительной обратной связью с коэффициентом усиления КОС. Так как выходной сигнал с ПЕН1 смещен на 90 по отношению к входному, то для обеспечения автогенераторного режима возбуждения в схему введено фазосдвигающее устройство. АРУ состоит из демодулятора с ФНЧ, на выходе которого, сигнал пропорционален амплитуде колебаний ИМ. Далее сигнал сравнивается с заданной амплитудой и ошибка поступает на вход регулятора. В качестве закона управления в регуляторе может быть реализован пропорциональный закон управления (реализован в ИС исследуемого гироскопа ММГ-ЭП1) или пропорционально интегральный. Использование пропорционального закона управления обусловлено требованием ко времени достижения установившегося значения амплитуды колебаний ИМ не более 1с.

Полученный сигнал управления поступает на умножитель в обратной связи, тем самым изменяя амплитуду сигнала на входе ДМ. При ошибке на входе регулятора равной нулю переходный процесс заканчен.

В качестве фазосдвигающей цепочки могут быть использованы интегрирующие или дифференцирующие звенья. Недостаток дифференцирующего звена заключается в том, что шумы с выхода преобразователя емкость-напряжение ДУ усиливаются и поступают на вход ДМ. При использовании интегрирующего звена, выступающего как фильтрующий элемент, длительность переходных процессов в системе увеличивается. Более предпочтительным в качестве фазосдвигающего устройства является использование фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ)[75]. Одним из достоинств ФАПЧ является возможность генерировать сигнал, равный по частоте входному сигналу, но с улучшенными шумовыми характеристиками. ФАПЧ состоит из фазового детектора, интегрирующего устройства и генератора управляемого напряжением ГУН.

Принцип работы ФАПЧ заключается в следующем. На вход фазового детектора поступает 2 сигнала, исходный сигнал и сигнал от генератора управляемого напряжением. В первый момент, при несовпадении частот сигналов на выходе фазового детектора формируется ошибка, которая интегрируется и поступает на вход ГУН. В свою очередь ГУН изменяет частоту выходного сигнала. При сигнале на выходе интегрирующего устройства равном нулю, частоты сигналов совпадают, а фаза между сигналами равна 90 градусов. Модель системы возбуждения первичных колебаний исследуемого ММГ в пакете Simulink приведена на рисунке

Simulink модель системы возбуждения первичных колебаний Модель состоит из канала первичных колебаний ЧЭ, системы ФАПЧ, демодулятора, и пропорционального регулятора. Результаты моделирования работы системы возбуждения приведены на рисунке 3.3.2. графики зависимости сигнала на выходе канала вторичных колебаний (а) и момента управления на ДМ (б) Время переходного процесса при заданной амплитуде 1 составило не более 1 секунды.

Система выделения полезного сигнала Выходной сигнал канала вторичных колебаний в общем случае представляет собой амплитудно-модулированный сигнал. Амплитуда сигнала несет в себе информацию об угловой скорости. Для выделения амплитуды сигнала используется синхронное детектирование [39]. Структурная схема демодулятора приведена на рисунке 3.4.1.

Структурная схема демодулятора Выходной сигнал канала вторичных колебаний UПЕН2 при наличии в гироскопе квадратурной и снифазной помех может быть записан как ЦПЕН2 (0 = пол(0+ Aсин(0 COS(O;IO + Aквsin(co\t) (3.4.1) С учетом фазового сдвига опорного напряжения сигнал на выходе демодулятора можно представить в виде: Udemii) = (AnoJl(t) + Aсин(0)COS(IO + AKesin(t))- cos(if + ф) (3.4.2) где Аф - фазовый сдвиг между входным и опорным напряжениями. После фильтрации сигнала, напряжение на выходе СД имеет вид: /СД(0=( «ол(0+ син(0)со8(ф)+ Ж8Іп(ф) (3.4.3)

Из выражения следует, что Аф влияет на такие характеристики ММГ, как масштабный коэффициент и смещение нуля. Причем влияние Аф (при малых Аф) на масштабный коэффициент значительно меньше, чем на смещение нуля. Учитывая, что величины Апол, Асш, и Am могут отличаться на несколько порядков, можно сделать вывод о том, что при использовании синхронного детектирования для выделения полезного сигнала на фоне квадратурной помехи, велика вероятность дрейфа нуля гироскопа из-за вносимого фазового сдвига и большой величины квадратурной помехи. Существуют различные методы определения и величины квадратурного и синфазного сигналов. Одним из методов может быть непосредственное измерение выходных сигналов каналов первичных и вторичных колебаний и определение фазы между ними. Другой способ основан на создании компенсирующих моментов, при которых сигнал на выходе канала вторичных колебаний на неподвижном основании становится равным нулю.

Необходимо отметить, что эти методы работают при условии отсутствия синфазной составляющей. Наличие синфазного сигнала при настройке выходного сигнала в ноль приводит к ошибке при определении .

Стенд для определения квадратурной и синфазной составляющих, настройки фазы опорного сигнала демодулятора

Для испытаний гироскопа был разработан стенд угловых перемещений позволяющий создавать угловые скорости в диапазоне от 500/с до 12000/с. Стенд реализован на основе жесткого диска персонального компьютера. Фотография стенда приведена на рисунке 4.2.1.

На поворотном основании установлена оснастка на которой расположены два последовательно включенных аккумулятора создающие напряжение 7.2В, плата с радиоканалом Bluetooth и управляющим контроллером MSP430F169 фирмы Texas Instruments для обмена информаций между гироскопом и компьютером, и преобразования данных, и плата с экспериментальным гироскопом.

Структурная схема стенда угловых перемещений Управление двигателем осуществляется с помощью драйвера на основе микросхемы BD7902FS. Выходы микросхемы подключаются к обмоткам двигателя, создающим вращающий момент. Для изменения момента на обмотках двигателя микросхема имеет аналоговый вход с диапазоном входного напряжения 0-5В. Управление напряжением осуществляется с помощью персонального компьютера через интерфейсную плату фирмы National Instruments NI USB6009 имеющей два цифро-аналоговых преобразователя.

Определение скорости вращения основания на оснастке установлен магнит, а на неподвижной части датчик Холла SS543AT. При проходе магнита рядом с датчиком Холла на его выходе формируется импульс. По частоте появления импульсов, можно определить скорость вращения основания стенда, при этом интервал между импульсами равен одному обороту. Датчик Холла подключен к аналогово-цифровому преобразователю платы NI USB6009. Программа управления скоростью вращения основания стенда реализована в пакете LabVIEW. Алгоритм управления построен на основе пропорционально-интегрального регулятора. Блок-схема программы и панель управления изображены на рисунке 4.2.3.

Панель управления и блок-схема Сигнал с датчика Холла сравнивается заданным значением угловой скорости, на выходе ПИ-регулятора формируется сигнал управления и подается вход микросхемы BD7902FS. Программа для обмена информацией с гироскопом также реализована в пакете LabVEW. Внешний вид программы и блок-схема представлены на риснуке 4.2.4.

Панель управления и блок-схема Средства управления на передней панели позволяют загружать коэффициенты настройки гироскопа, изменять отдельные регистры в памяти гироскопа, визуализировать и сохранять данные с гироскопа в компьютере.

Точность поддержания заданной угловой скорости была проверена с помощью опорного гироскопа LY5150AL фирмы STmicrolectropnics с диапазоном измерения угловой скорости 6000/с.

Стенд для определения квадратурной и синфазной составляющих, настройки фазы опорного сигнала демодулятора.

Специальная программа, разработанная в LabVIEW, осуществляет измерение угловой скорости гироскопа и позволяет изменять фазу опорного напряжения демодулятора по заданной программе. Данные с гироскопа сохраняются на жестком диске компьютера. Панель управления и блок-схема программы изображены на рисунке 4.2.6.

Испытаниям подвергся один из испытуемых образцов. Методика проведения испытаний: 1. Задается угловая скорость стола стенда в диапазоне от 500 до 10000/с с шагом 1000/с. 2. На каждой угловой скорости измеряется три сигнала: выходной сигнал, сигнал с АЦП канала первичных колебаний несущий информацию об угле колебаний по первичной оси, сигнал с АЦП канала вторичных колебаний несущий информацию об ошибке управления. 3. Строятся графики зависимости трех сигналов от угловой скорости.

Для компенсации выходного сигнала во всем диапазоне определяется коэффициент компенсации сигнала. Для этого разделив значения входной угловой скорости на показания гироскопа получим зависимость коэффициента компенсации от угловой скорости. Осуществив апроксимацию зависимости полиномом второго порядка получим значения масштабного коэффициента как функцию от угловой скорости. Тогда, значение скомпенисированного выходного сигнала можно представить в следующем виде: пкомп = с-вых+b вых+a, (4.3.1) где a=0,997, b=-7,18710-6, c=4,81810-9 коэффициенты полинома. График зависимости коэффициента компенсации от угловой скорости представлен на рисунке 4.3.2.

График зависимости коэффициента компенсации от угловой скорости На рисунках 4.3.1 и 4.3.2 можно видеть, что коэффициент практически не меняется в диапазоне 0-2000/с, ошибка измерения отсутстввует. При дальнейшем увеличени угловой скорости ошибка измерения возрастает, коэффициент компенсации растет.

Нелинейность нескомпенсированного выходного сигнала во всем диапазоне достигает 30%. При компенсации нелинейность выходного сигнала уменьшается до 0.3%. График ошибки измерения угловой скорости для скомпенсированного сигнала изображен на рисунке 4.3.3. Гафик зависимости амплитуды первичных колебаний от угловой скорости С увеличением угловой скорости амплитуда первичных колебаний уменьшается. Уменьшение амплитуды носит линейный характер, за исключением начального участка до 2000/с. Это вызвано наличием паразитного момента в контуре поддержания амплитуды первичных колебаний из-за наличия квадратурного сигнала, приводящего к отклонению инерционной массы от положения равновесия. Величина момента определяется коэффициентом к а. При значениях угловой скорости больше 2000/с, вклад в ошибку поддержания амплитуды колебаний вносит момент определяемый коэффициентом una.