Содержание к диссертации
ВВЕДЕНИЕ 1
ГЛАВА ПЕРВАЯ
АКТИВНЫЕ ЗВЕНЬЯ ВТОРОГО ПОРЯДКА С ФАЗОВРАЩАТЕЛЯМИ НА
ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЯХ 15
Активные звенья второго порядка 15
Фазовращатели на усилительных каскадах и операционных усилителях.. 19
Чувствительность и частотный диапазон звеньев второго порядка 24
1.3.1 Чувствительность 24
1.3.2. Частотный диапазон 29
1.4 Разработка новых фазовращателей на ОУ и активных звеньев на их
основе., , 31
L5 Анализ частотного диапазона звеньев второго порядка на
фазовращателях 34
Моделирование и сравнение частотных диапазонов звеньев 44
Выводы 51
ГЛАВА ВТОРАЯ
АКТИВНЫЕ ЗВЕНЬЯ ВТОРОГО ПОРЯДКА НА ФАЗОВРАЩАТЕЛЯХ,
ВЫПОЛНЕННЫХ НА МДП-ТРАНЗІ 1СТОРАХ 53
Моделирование МДП-транзисторов 55
Моделирование фазовращателей на МДП-транзисторах 60
Анализ базовых схем фазовращателей, выполненных на усилительных каскадах, имеющих один вход и два выхода 60
Активные звенья второго порядка на основе фазовращателей, выполненных на усилительных каскадах, имеющих один вход и два выхода 61
Методика расчета схем 65
Результаты моделирования 70
2.3 Сравнение активных звеньев 2-го порядка по обобщенным параметрам...77
2.4 Схема фазовращателя, выполненного на усилительном каскаде,
имеющем один вход и один выхода 82
2.4.1 Методика расчета схем 85
2А2 Результаты моделирования 87
2.5 Схемы активных звеньев, предназначенных для интегрального
исполнения 92
Активное звено, предназначенное для интегрального исполнения с фазовращателями на усилительных каскадах, имеющих один вход и два выхода 94
Схема активного звена с электронной перестройки частоты 99
Активное звено, предназначенное для интегрального исполнения с фазовращателями на усилительных каскадах, имеющих один вход и один выход 105
2.6 Выводы 116.
ГЛАВА ТРЕТЬЯ
ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ АКТИВНЫЕ ГИРАТОРНЫЕ ЗВЕНЬЯ,
ПРЕДНАЗНАЧЕННЫЕ ДЛЯ РЕАЛИЗАЦИИ НА ОСНОВЕ
ИНТЕГРАЛЬНОЙ МДП-ТЕХНОЛОПШ 118
Разработка схем гираторных звеньев, предназначенных для исполнения по интегральной МДП-технологии , 118
Моделирование гираторных звеньев с использованием моделей МДП-траизисторов EKV version2.6 Level-5 123
Активное звено на основе граторного звена с электронной перестройкой частоты 129
Выводы 136
ГЛАВА ЧЕТВЁРТАЯ
ПОДСТРОЙКА РЕЗОНАНСНОЙ ЧАСТОТЫ ИНТЕГРАЛЬНОГО
АКТИВНОГО ЗВЕНА ВТОРОГО ПОРЯДКА 138
4,1 Влияние температуры на параметры активного звена 138
Активное звено с использованием системы автоматической подстроки резонансной частоты 140
Выводы 148
ЗАКЛЮЧЕНИЕ 149
Список литературы 151
ПРИЛОЖЕНИЯ К ДИССЕРТАЦИОННОЙ РАБОТЕ 161
Приложение 1 161
Приложение! 162
Приложение 3 163
Приложение 4 168
Введение к работе
В настоящее время электрические фильтры широко используются в вычислительной технике, системах автоматического управления, регулирования, измерения передачи информации, радиотехнике и различного рода функциональных преобразователях [1-4]. Фильтры выполняют разнообразные функции; выделение и преобразование полезных сигналов, устранение помех наводок и шумов, анализ частотного спектра сигналов и шумов, коррекция амплитудно-частотных характеристик усилителей, обеспечение устойчивости системы автоматического управления и регулировки.
Известно большое число электрических фильтров, в которых избирательность достигается за счёт преобразование электрической энергии в другие виды энергий: в ІС-фильтрах электрическая энергия преобразуется в магнитную, в пьезоэлектрических и электромеханических фильтрах электрическая энергия преобразуется в механическую. Однако технология изготовления таких фильтров плохо согласуется с интегральными технологиями, которые в настоящее время являются доминирующими при создании разнообразной электронной аппаратуры. По этой причине в электронных системах и устройствах всё в большой степени используется электронные фильтры (аналоговые и цифровые), в которых не требуется преобразовывать электрическую энергию в другие виды энергий и при изготовлении которых могут быть использованы различные интегральные технологии.
Последнее время в связи с широким распространением цифровых методов обработки электрических сигналов внимание разработчиков привлекают цифровые фильтры (ЦФ), представляющие собой достаточно сложные устройства. В их состав входят аналого-цифровые преобразователи (АЦП), сигнальные процессоры, постоянные и оперативные
запоминающие устройства, цифро-аналоговые преобразователи (ЦАП), активные фильтры (АФ) нижних частот. При этом учитывается, что цифровые фильтры имеют ряд преимуществ по сравнению с аналоговыми:
удобство использования (используются одни и те же алгоритмы для проектирования фильтров с различными характеристиками),
лучшие точностные характеристики (можно получить практически любую заданную точность обработки сигналов),
возможность спроектировать фильтр практически любой сложности.
Уникальными достоинствами цифровых фильтров являются возможность реализации передаточной функции, порядок числителя которой больше порядка знаменателя, возможность реализации узкополосных фильтров с добротностью 1000-10000 и полосовых фильтров с полосой пропускания 0,1-1Гц [5].
В настоящее время цифровые фильтры используются в следующих приложениях:
обработка звукового сигнала - различные звуковые эффекты (например, эхо), эмуляция объёмного звука, восстановление и редактирование звукозаписей, синтезирование звучания музыкальных инструментов, синтез и распознавание речи;
обработка изображений - различные эффекты (например, размытие или повышение резкости), сжатие изображений (формат JPEG, фрактальная компрессия);
исследование и обработка каких-либо экспериментальных данных, например, ультразвуковое исследование в медицине, обработка сигналов, отражённых от цели в радиолокации и т. д.;
4) искусственный интеллект - синтезирование нейронных сетей.
Однако цифровые фильтры имеют и ряд недостатков:
1) Невозможность обработки сигналов на сверхвысоких частотах, что связано с частотой дискретизации современных АЦП, которая в настоящее
время не превышает нескольких сотен мегагерц. Кроме того, нужно учесть, что чем выше частота дискретизации АЦП, тем меньше их разрядность, т. е. меньше динамический диапазон фильтров.
При использовании сложных цифровых фильтров скорость обработки сигнала может существенно замедлиться, вплоть до того, что будет невозможна обработка сигнала в реальном масштабе времени.
Для большой точности и высокой скорости обработки сигналов требуется не только мощный процессор, но и дополнительное, возможно, дорогостоящее аппаратное обеспечение в виде высокоточных и быстрых ЦАП и АЦП.
Таким образом, ЦФ не смогут во многих случаях обеспечить необходимые динамический диапазон и частотный диапазоны. При этом нужно учесть, что динамический диапазон полезных сигналов и помех во многих электронных устройств равняется 90—100 дБ [6]. Если нужно использовать ЦФ в диапазоне десятков мегагерц, то на входе ЦФ должен стоять, как минимум, 16—20-разрядный АЦП, функционирующий в этом диапазоне радиочастот и имеющий уровень шумов единицы или десятки мкВ. В настоящее время реализовать такой АЦП технически очень сложно. При этом нужно принимать во внимание также, что реальная нижняя граница динамического диапазона при применении ЦФ может уменьшиться из-за помех от наводок, появляющихся в коммутируемых цепях. Влияние помех будет тем больше, чем меньше уровень обрабатываемых сигналов. Трудность конструирования таких электронных устройств чрезмерно возрастает.
Другой проблемой, появляющейся при использовании ЦФ, является ограничение в потребляемой мощности. При этом, как отмечено в работе [7], из всех блоков ЦФ большую часть энергии потребляет АЦП. Именно по этой причине сравнение ЦФ с линейными активными фильтрами по обобщенному параметру, учитывающему частотный и динамический диапазоны фильтров, их избирательность и потребляемую мощность оказывается не в пользу ЦФ [7-9]. Кроме того, по сравнению с активными фильтрами ЦФ существенно дороже.
Таким образом, из-за недостаточного динамического и частотного диапазонов, большой потребляемой мощности и стоимости ЦФ имеют ограниченную область применения.
С точки зрения обеспечения расширенных частотных и динамических диапазонов при сравнительно малой потребляемой мощности по сравнению с ЦФ имеют преимущества аналоговые фильтры.
Высокую избирательность (в ряде случаев превосходящую избирательность ЦФ) имеют аналоговые фильтры с преобразованием частотного спектра входных сигналов. Преобразование частотного спектра сигналов может быть выполнено с помощью аналоговых перемножителей. Примером таких фильтров являются квадратурные фильтры (КФ) [10]. Наряду с повышенной избирательностью квадратурные фильтры обеспечивают высокую стабильность центральной частоты, так как она определяется частотой, используемого для переноса частотного спектра входных сигналов генератора. Если в качестве элемента, стабилизирующего частоту генератора, использовать кварц, то можно получить стабильность частоты порядка 10 J/K. При этом оказывается реальным получение добротностей до 10—106. Однако квадратурные фильтры имеют недостаточный для многих применений динамический диапазон.
Операция переноса частотного спектра сигнала может быть осуществлена также с помощью модуляторов, работающих в ключевом режиме. Такие фильтры можно считать аналого-дискретными. Простейшим вариантом таких фильтров являются так называемые N-канальные (синхронные) фильтры [11], в которых перенос частотного спектра осуществляется с помощью коммутации набора конденсаторов, производимой электронными ключами. При этом полоса пропускания фильтров в области высоких частот определяется узкой полосой пропускания используемых в них фильтров нижних частот. Это даёт возможность обеспечить получение больших добротностей. К сожалению, при использовании синхронных фильтров возникает дополнительная проблема, связанная с шумами
коммутации и прохождением сигналов управления ключами на выход устройства. Другим недостатком синхронных фильтров является возникновение дополнительных каналов приема, что требует включения последовательно с ними низкодобротных активных фильтров. Как показал анализ литературных источников [12], синхронные и квадратурные фильтры имеют динамический диапазон не более 60 дБ. Для увеличения динамического диапазона таких фильтров так же, как и в цифровых фильтрах, необходимо использовать во входных и выходных цепях линейных активных фильтров, устраняющих паразитные сигналы коммутации и паразитные выбросы в амплитудно-частотной характеристике А11Х.
Как неоднократно подчеркивалось в литературе, в 80-90% случаев использования электронных фильтров не требуются фильтры с высокой добротностью (>100). В этом случае наиболее эффективно использовать линейные активные ЙС-фильтры (ЛЙС-фильтры), имеющие широкие динамический и частотный диапазон, малую потребляемую мощность. В ARQ-фильтрах активные элементы, работающие в линейном режиме, обеспечивают за счет усиления и обратной связи компенсацию потерь в пассивных элементах и тем самым достаточную избирательность. Одним из важных достоинств ^fiC-фильтров является возможность совмещения в одном устройстве функции фильтрации и усиления.
Л#С-фильтры могут быть реализованы как на транзисторах, так и на микросхемах операционных усилителей (ОУ). Характеристики грамотно спроектированных аналоговых ЛЯС-цепеЙ, состоящих из резисторов, конденсаторов и активных элементов, зависят от точности реализации сопротивлений и емкостей, поскольку их удовлетворительное функционирование обеспечивается лишь при высокой точности реализации произведения RC и отношений сопротивлений и емкостей. Наиболее просто решить эту проблему удается при создании АФ в виде гибридных интегральных микросхем, выполненных по толсто- и тонконленочной технологиям. Реализация активных ДС-фильтров по гибридной интегральной
технологии, позволяет производить тщательную подгонку значений элементов и обеспечивает не только точные значения сопротивлений резисторов и емкостей конденсаторов, но и их стабильность. Однако такая технология является слишком дорогостоящей и неприемлемой для крупносерийного производства. Кроме того, габариты гибридных активных ЯС-фильтров получаются чрезмерно большими для многих применений.
При попытке реализации Л/їС-фильтров в виде полупроводниковых микросхем возникает проблема создания резисторов и конденсаторов с необходимыми параметрами. Дело в том, что полупроводниковые интегральные резисторы и конденсаторы имеют недостаточные линейность и температурную стабильность. Кроме того, для реализации больших постоянных времени необходимы высокоомные резисторы и конденсаторы больших емкостей, занимающие большую площадь кристалла. По этой причине реализовать в полупроводниковом интегральном виде резисторы и конденсаторы больших значений сопротивлений и емкостей невозможно. Найденным в электронике выходом из упомянутых трудностей является реализация фильтров с переключаемыми конденсаторами (^С-фильтры) [13].
При создании SC-фильтра обычно используют А#?#-технологию, с помощью которой просто реализуются конденсаторы и ключи, служащие для коммутации конденсаторов [13-15]. В качестве усилительных устройств чаще всего используют упрощенные аналоги микросхем операционных усилителей, выполненных на МДП-транзисторах. В 6'С-фильтрах роль резисторов играют конденсаторы, переключаемые с высокой частотой от одной части цепи к другой. Заряд и разряд конденсатора обеспечивает передачу электрической энергии из одной части цепи в другую, что определенным образом моделирует действие резистора, по которому протекает ток. Применение дискретно-аналоговых цепей решает перечисленные выше проблемы создания высокоомных резисторов. Значения емкостей конденсаторов при этом могут быть малыми. Характеристики полученных таким образом цепей с переключаемыми конденсаторами определяются отношением емкостей
конденсаторов. Было показано, что при использовании стандартной МДП-технологии ошибка при реализации такого отношения может быть меньше 0,1% [16]. Так как МДП-коденсаторы имеют характеристики, очень близкие к идеальным, то можно получить значительно большую стабильность и линейность, чем при использовании диффузионных резисторов.. Кроме того, отношение емкостей, полученных по МДП-технологии, имеет очень малую температурную зависимость.
Поскольку конденсаторы должны коммутироваться, рабочий диапазон частот в ^С-фильтрах ограничен, т. к. частота генератора должна быть в несколько раз больше частоты полюса фильтра. Еще одна трудность при реализации фильтров с использованием операционных усилителей -появление избыточного постоянного напряжения смещения на выходе операционного усилителя из-за отсутствия обратной связи по постоянному току. Кроме того, скорость нарастания выходного сигнала ОУ должна быть достаточно высока, чтобы имелась возможность почти мгновенно отслеживать изменение выходного сигнала при переходе от одной выборки к другой. Например, приемлемое время перехода от одного уровня напряжения к другому для тактовой частоты ШОкГц составляет примерно 1мкс. Поэтому, чтобы не ощущалась скорость нарастания ОУ, равная Ш/мкс, можно допустить изменение уровня выходного напряжения не более, чем на Ш.
Нужно учитывать также, что если добротность фильтра велика, то влияние конечного коэффициента усиления операционного усилителя может стать серьезным ограничивающим фактором [17]. Кроме того, на динамический диапазон ЗС-фильтров влияют шумы усилителей и ключей. По этой причине для расширения динамического диапазона SC-фильтров на его входе и выходе часто используются линейные активные или пассивные RC-фильтры.
В целом, следует отметить, что как все аналоговые фильтры с дискретизацией входного сигнала (SC-фильтры и синхронные фильтры), так и цифровые фильтры имеют недостаточные динамический и частотный
диапазоны. Кроме того, они потребляют большую электрическую энергию, и тем самым ограничено их использование во многих применениях. По этим причинам разработчиков вед в большей степени интересуют высокочастотные экономичные аналоговые фильтры, которые можно выполнить по новой полупроводниковой интегральной технологии.
Как отмечалось выше, в настоящее время не вызывает сомнений перспективность применения в электронной аппаратуре избирательных устройств, выполненных на основе активных ЯС-фильтров (ЛЯС-фильтров), которые могут быть использованы как автономно, так и в качестве вспомогательных фильтров, предназначенных для улучшения параметров других высокодобротных электронных фильтров. Главное достоинство активных избирательных устройств заключается в возможности их изготовления методами интегральной технологии, что позволяет автоматизировать производство, существенно снизить трудоемкость и материалоемкость изготовления элементов электронной аппаратуры, повысить ее надежность, уменьшить массу и габаритные размеры.
Линейные активные 7?С-фильтры часто строятся на основе звеньев второго порядка, имеющих узкополосный выброс амплитудно-частотной характеристики (АЧХ). Чем выше требования к крутизне АЧХ фильтров, тем большее число таких звеньев необходимо использовать. Звенья второго порядка, имеющие АЧХ с узкополосным выбросом, будем называть селективными ЯС-цепями [18]. Селективную ЙС-цепь, обеспечивающую усиление на центральной частоте, будем называть селективным RC-усилителем.
Селективный ЙС-усилитель характеризуется большими числом известных параметров: резонансной частотой (fp), добротностью (Q), коэффициентом усиления па резонансной частоте K(fp), их чувствителыюстями, коэффициентом передачи при больших расстройках, т.е. на частотах 0 и «, выходными шумами, нелинейными искажениями, динамическим диапазоном.
В настоящее время большое число активных фильтров реализуется на основе микросхем операционных усилителей. Большими функциональными возможностями обладают потенциально устойчивые звенья. Основной недостаток потенциально устойчивых звеньев состоит в том, что они имеют повышенную чувствительность добротности к коэффициенту усиления используемых усилителей и, как следствие, недостаточный для многих применений частотный диапазон.
С точки зрения расширения частотного диапазона целесообразно использовать схемы, в которых фазовый сдвиг на резонансных частотах близок к нулю, что естественно обеспечит меньшее влияние частотных свойств активных элементов. Именно поэтому, как неоднократно подчеркивалась в литературе, наименьшей чувствительностью к коэффициенту усиления обладают потенциально неустойчивые звенья, имеющие малый коэффициент усиления. Такими схемами, например, являются активные звенья с фазовращателями [19]. Они имеют нулевой фазовый сдвиг на высоких частотах и обладают хорошими частотными свойствами[20,21]. Вместе с тем, данный класс активных фильтров еще недостаточно изучен.
В работе [22] авторами были предложены еще 2 новых фазовращателя на ОУ, при этом количество реализуемых схем активных звеньев второго порядка на фазовращателях может быть существенно увеличено. Таким образом, одной из задач диссертации является исследование и анализ возможных активных звеньев с фазовращателями, выполненных с использованием усилителей напряжения и, в частности, на основе операционных усилителей (ОУ).
Необходимо подчеркнуть, что частотный диапазон проектируемых и используемых электронных устройств все время расширяется, а активные звенья, выполненные на ОУ, в принципе не могут обеспечить их использование п широком частотном диапазоне. Попытки расширить частотный диапазон активных фильтров на микросхемах ОУ за счет
использования взаимной компенсации фазовых сдвигов используемых ОУ не всегда приводят к ожидаемым результатам. Дело в том, что при создании активных фильтров с широким частотным диапазоном некоторые параметры операционных усилителей ОУ оказываются избыточными [23], т. к. микросхемы операционных усилителей являются универсальными компонентами электронных устройств. По этой причине при их реализации стараются обеспечить на должном уровне каждый из многочисленных параметров, характеризующих ОУ (только основных параметров ОУ более 30). Как указывается во многих работах [24-27], наибольшее влияние на основные параметры селективных ЛС-цепей оказывают лишь некоторые параметры и характеристики ОУ: коэффициенты усиления усилителей, их частотные зависимости, шумовые и нагрузочные характеристики, потребляемые мощности, входные и выходные сопротивления.
Таким образом, создание интегральных высокочастотных активных звеньев возможно двумя путями:
- упрощение схем операционных усилителей с целью расширения их
частотного диапазона,
- реализация активных звеньев на транзисторных усилительных
каскадах.
Второй путь представляет более перспективным, т. к. позволяет в максимальной степени использовать при интегральном изготовлении усилительные и частотные возможности транзисторов.
Известно, что в микроэлектронике различают следующие основные полупроводниковые интегральные технологии: биполярная технология, МДП-технология, КМОП-технология и БиКМОП. Последняя технология представляет собой сочетание положительных качеств первых, но это технология наиболее сложная и дорогая. Биполярные транзисторы по своим усилительным и частотным свойствам превосходят другие транзисторы. По этой причине очень долгое время большинство аналоговых микросхем изготавливалось по биполярной технологии. Основным элементом
биполярной технологии яапяется n-p-п транзистор: па его изготовление ориентируется весь технологический цикл. Все другие элементы должны изготавливаться, по возможностям, одно временно с этим транзистором, без дополнительных технологических операций. Элементы биполярной ИС необходимо тем или иным способом изолировать друг от друга с тем, чтобы они не взаимодействовали через кристалл. Именно по способу изоляции различаются различные виды биполярной технологии.
В работе [28] показано, что активные звенья на фазовращателях могут быть выполнены на биполярных транзисторах. Поэтому второй задачей является создание активных звеньев второго порядка на фазовращателях, выполненных на усилительных каскадах на биполярных транзисторах.
Следует отметить, что в настоящее время в современной электронике ученые уделяют особое внимание созданию сверхбольших интегральных схем (СБИС), изготовляемых по МДП-технологии. Основным элементом МДП-технологии является МДП-транзистор. Изготовление других элементов также подстраивается под изготовление базовых МДП-транзисторов. Элементы МДП ИС не нуждаются в специальной изоляции друг от друга, так как взаимодействие между смежными МДП-транзисторам и не имеет места. В этом - одно из главных приемуществ МДП-технологии по сравнению с биполярной технологии. Все это позволяет на несколько порядков повысить степень их интеграции по сравнению с биполярной технологией. Кроме того, можно сэкономить потребляемую мощность, так как управление транзистором осуществляется за счет потенциала на затворе в отличие от биполярной технологии, где для этого используется ток, задаваемый в базу.
Преимущество МДП-технологии по сравнению с биполярной очевидно: чтобы получить простейший транзистор, необходимо четыре раза провести процесс литографии (у биполярной технологии для этого требуется шесть литографий). При этом благодаря своей высокой надежности МДП-технология позволяет строить более дешевую аппаратуру. Именно поэтому третьей
задачей является исследование возможностей создания активных звеньев с фазовращателями, выполненными по МДП-технологии.
Как показано в работе [18], при решении задачи создания активных фильтров с широким частотным диапазоном можно использовать гираторные звенья АФ. Известно, что на основе так называемых трехтранзисторных гираторов можно создавать высокочастотные активные фильтры, перекрывающие диапазон длинных, средних и коротких радиоволн. Однако для реализации таких фильтров на основе МДП-технологии требуется разработка соответствующих специализированных усилителей.
Гираторные фильтры, реализованные на основе МДП-технологии, позволят уменьшить габариты, стоимость и энергопотребление избирательных устройств. По этой причине третьей задачей диссертации является создание с использование МДП-технологии высокочастотных звеньев на гираторах.
Следует отметить, что при реализации активных звеньев фильтров, выполненных на одном кристалле по интегральной МДП-технологии, паразитные элементы могут оказывать большое влияние на параметры звеньев. Кроме того, как подчеркивалось выше точное значение сопротивлений и емкостей резисторов и конденсаторов реализовать невозможно, поэтому величина произведения RC может меняться на 50% или больше из-за неточности изготовления и изменения температуры. Для того, чтобы обеспечить необходимые и стабильные параметры звеньев обычно используют их автоматическую подстройку. При этом можно использовать системы фазовой автоподстройки частоты и автоматическое регулирование усиления. При создании систем автоматической подстройки часто используют МДП-транзистор не только в качестве переменного резистора, но и варикапа. Поэтому четвертой задачей является рассмотрение возможностей создания системы автоподстройки частоты разработанных активных звеньев и при необходимости, системы автоподстройки добротности.
Главная цель работы — исследование новых схемотехнических решений, направленных на создание термостабильных микроэлектроиных
активных фильтров с расширенным частотным диапазоном. Для достижения поставленной цели необходимо было решить следующие основные задачи:
Разработка новых фазовращателей, реализация на их основе звеньев второго порядка, выполненных на операционных усилителях, определение их частотных диапазонов,
Исследование возможностей создания активных звеньев второго порядка на фазовращателях, выполненных на усилительных каскадах с использованием МДП-транзисторов.
Разработка высокочастотных активных гираторных звеньев на основе интегральной МДП-технологии.
Разработка систем автоподстройки параметров звеньев для обеспечения необходимых и стабильных АЧХ.
Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения, списка литературы и приложений. Работа иллюстрируется рисунками, графиками, таблицами.
Во введение рассмотрено состояние вопроса, сформулированы задачи исследования и определено общее направление их решения.
В первой главе изложены основные принципы и общие сведения, необходимые для проектирования активных звеньев. Описываются и анализируются 4 схемы фазовращателей на ОУ, в том числе 2 новых фазовращателя, рассматриваются и исследуются 10 различных активных звеньев второго порядка с использованием фазовращателей на микросхемах ОУ.
Во второй главе с целью уменьшения потребляемой мощности и расширения частотного диапазона рассматривается реализация фазовращателей и активных звеньев на транзисторных усилительных каскадах. Рассмотрены 5 схем активных звеньев второго порядка, одна из них выполнена на биполярных транзисторах, а 4 из них - на МДП-транзисторах. Кроме того, рассмотрены возможности реализации лучших из звеньев на МДП-транзисторах в виде, пригодном для интегрального исполнения.
Проведено сравнение реализованных звеньев между собой по обобщенному параметру.
В третьей главе анализируются и исследуются схемы высокочастотных гираторных звеньев, выполненных на усилительных каскадах, приспособленных для реализации по интегральной МДП-технологии.
В четвертой главе рассмотрены возможности использования систем автоматической подстройки резонансной частоты (ФАПЧ) с целью поддержания постоянных параметров реализованных в интегральном виде активных звеньев при изменении температуры. Приводятся результаты моделирования и сравнения параметров звеньев до и после использования системы ФАПЧ.
В заключение приведены выводы по работе.