Содержание к диссертации
Введение
ГЛАВА 1 Анализ состояния разработок СВЧ твердотельных приемных модулей для современных радиоэлектронных систем 14
1.1 Основные требования, предъявляемые к СВЧ твердотельным приемным модулям в современных твердотельных радиолокационных системах 14
1.2 Основные факторы, ограничивающие чувствительность СВЧ твердотельных приемных модулей
1.2.1 Основные источники шумов СВЧ твердотельных приемных модулей 21
1.2.2 Влияние нелинейных искажений сигналов на качество приема сигналов СВЧТПМ
1.2.2.1 Нелинейные искажения сигналов при смешении сигналов в ТПМ 25
1.2.2.2 Нелинейные искажения многочастотных сигналов в СВЧ усилителях ТПМ 27
1.3 Состояние разработок GaN и SiGe МИС и ГИС для СВЧ твердотельных приемных модулей
1.3.1 Малошумящие СВЧ усилители на GaN транзисторах для приемопередающих модулей активных фазированных антенных решеток 31
1.3.2 SiGe фазовращатели для ТПМ АФАР 38
1.3.3 СБИС СВЧ синтезаторов частоты для гетеродинов СВЧ твердотельных приемных модулей
1.4 Цель и основные задачи диссертационной работы 50
ГЛАВА 2 СВЧ Твердотельные приемники приемо-передающих модулей АФАР на GaN и SiGe интегральных схемах 52
2.1. Проектирование входных каскадов СВЧ твердотельного приемного модуля АФАР 52
2.1.1. Выбор типа СВЧ транзистора для МШУ ТПМ АФАР по критерию максимальной чувствительности при минимальных массо-габаритных характеристиках ППМ АФАР 52
2.1.2. Моделирование усилителей высокой частоты (УВЧ) на SiGe) для приемных трактов ППМ АФАР 57
2.2 Метод повышения чувствительность приема фазо- и частотно-кодированных (ФКМ и ЧКМ) сигналов ТПМ АФАР 67
2.3 Выводы 74
ГЛАВА 3 СВЧ твердотельные приемники с преобразованием частоты на GAN и SIGE интегральных схемах 75
3.1 Применение GaN и SiGe интегральных схем для повышения чувствительности в СВЧ приемниках сигнала с фазовой и частотной модуляцией 75
3.1.1 СВЧ смесители на SiGe интегральных схемах 76
3.2 Применение GaN и SiGe интегральных схем в гетеродинах СВЧ ТПМ с преобразованием частоты для повышения чувствительности сложных сигналов с фазовой и частотной модуляцией в присутствии мощных помех 82
3.2.1 SiGe интегральные схемы синтезаторов с прямым цифровым синтезом частоты (ПЦСЧ) 82
3.2.2 Применение СВЧ ГИС на SiGe для снижения уровня фазового шума гетеродинов СВЧ ТПМ с преобразованием частоты 96
3.3 Выводы 101
ГЛАВА 4 Результаты экспериментальных исследований и практического применения свч твердотельных приемных модулей на GaN и SiGe монолитных и гибридныхинтегральных схемах 102
4.1 Многоканальные СВЧ твердотельные приемные модули с преобразованием частоты 102
4.2 СВЧ твердотельный приемо-передающий модуль С-диапазона на GaN и SiGe монолитных и гибридных интегральных схемах 111
4.3 Выводы 119
Заключение 121
Литература 124
- Основные факторы, ограничивающие чувствительность СВЧ твердотельных приемных модулей
- Моделирование усилителей высокой частоты (УВЧ) на SiGe) для приемных трактов ППМ АФАР
- СВЧ смесители на SiGe интегральных схемах
- СВЧ твердотельный приемо-передающий модуль С-диапазона на GaN и SiGe монолитных и гибридных интегральных схемах
Введение к работе
Актуальность работы
Данная работа посвящена методам создания СВЧ твердотельных приемных модулей (ТПМ) класса «система в корпусе» с транзисторами на основе новых полупроводниковых материалов.
СВЧ модули класса «система в корпусе» (СВК) определяются, как функционально-законченные устройства, обладающие следующими основными признаками [Л1]:
реализацией основных характеристик в СВЧ тракте со стандартным волновым сопротивлением;
самодиагностикой и управлением характеристиками;
связью по цифровому интерфейсу с центральным процессором радиоэлектронной системы (РЭС);
изготовлением по единой микроэлектронной технологии;
обеспечением внутренней электромагнитной совместимости и тепловых режимов работы.
Основными предпосылками перехода на СВЧ СВК в настоящее время являются:
изменение внутренней структуры современных РЭС, обусловленное внедрением распределенных систем класса АФАР (антенных фазированных решеток), состоящих из большого количества одинаковых функционально-законченных управляемых блоков;
непрерывно возрастающие требования к увеличению функций РЭС при уменьшении массо-габаритных характеристик;
совершенствование качества СВЧ полупроводниковых приборов: увеличение удельной СВЧ мощности практически во всех диапазонах рабочих частот, повышение линейности и широкополосности, снижение уровня внутренних шумов;
расширение функциональных возможностей СВЧ полупроводниковых приборов: реализация на одном кристалле аналоговых и цифровых схем, появление систем на кристалле.
Анализ основных факторов, влияющих на качество приема сигналов СВЧ твердотельных приемных модулей (ТПМ) и состояния разработок современных ГИС и МИС на новых полупроводниковых материалах SiGe и GaN показал, что для обеспечения высокого качества приема сигналов с различными типами модуляций необходимо решить задачу создания СВЧ ТПМ на GaN и SiGe ГИС и МИС.
Это позволит не только обеспечить высокое качество работы современных радиоэлектронных средств, но и реализовать СВЧ ТПМ с минимальными массогабаритными характеристиками.
Наиболее актуально решение этой задачи для С- и X-диапазонов, где возможности кремниевой технологии практически исчерпаны. В S-диапазоне при реализации СВЧ ТПМ с преобразованиями частоты МИС на SiGe можно обеспечить меньший уровень коэффициента шума по сравнению с МИС на Si из-за более высокого значения граничной частоты/т, а также меньшее потребление.
Особенно важно отметить необходимость создания линейных МШУ, УВЧ и смесителей на GaN для обеспечения высокого качества приема сигналов в присутствии мощных несинхронных помех.
Задача построения СВЧ приемных модулей сигналов должна решаться не только по критерию высокого качества приема сигналов, но и с учётом требований по минимизации массо-габаритных характеристик аппаратуры при обеспечении устойчивости к внешним дестабилизирующим факторам.
Решению актуальной задачи обеспечения высокого качества приема СВЧ сигналов на основе совокупности новых научно-обоснованных технических и технологических решений посвящена настоящая диссертация.
Цель работы
Целью данной работы является решение актуальной научной задачи разработки СВЧ твердотельных приемников на GaN и SiGe монолитных и гибридных интегральных схемах (микромодулях), а также - определение требований
к их элементной базе, для реализации минимальных массо-габаритных характеристик и повышения эффективности специальных радиоэлектронных систем.
Для достижения поставленной цели в работе:
-
проведен анализ основных факторов, влияющих на качество приема СВЧ сигналов в современных радиоэлектронных системах;
-
выполнен теоретический анализ и проведено моделирование МШУ н фазовращателей СВЧ твердотельных приемников АФАР на GaN и SiGe транзисторах и МИС при воздействии шумов и помех высокого уровня;
-
выполнен теоретический анализ и проведено моделирование преобразователей частоты на SiGe для СВЧ твердотельных приемников по критериям минимизации уровня фазового и амплитудного шума;
-
проведен комплекс экспериментальных исследований и внедрения в специальную аппаратуру оптимизированных СВЧ твердотельных приемников на основе GaN и SiGe приборов.
Научная новизна
-
Установлено, что применение в SiGe СВЧ фазовращателе векторного типа СВЧ аттенюатора квадратурных каналов с дискретным изменением величины коэффициента передачи благодаря низкой крутизне преобразования «помеха-частота» позволяет повысить чувствительность приема фазо-кодированных и частотно-кодированных (ФКМ и ЧКМ) сигналов СВЧ ТПМ АФАР на 10 дБ по сравнению с ТПМ, использующим векторный фазовращатель, усилители квадратур которого управляются аналоговым сигналом.
-
Определены предельно достижимые значения спектральной плотности фазового шума (СПФШ) 8Ф(ґт)=-150дБ/Гц, ограничивающей чувствительность приема ФКМ и ЧКМ сигналов при заданном минимальном дискрете переключения фазы Дф=6 для СВЧ фазовращателя векторного типа С-диапазона.
-
Показано, что применение GaN МШУ в СВЧ ТПМ позволяет увеличить чувствительность приемников на
1,5дБ в присутствии асинхронных СВЧ помех мощностью до 30 Вт и уменьшить массо-габаритные характеристики ППМ АФАР наЮ-15% по сравнению с ТПМ, использующим МШУ на GaAs транзисторах с устройством защиты.
-
Показано, что применение в СВЧ ТПМ приёмнике с рабочей частотой fp ~4 ГГц SiGe СБИС СВЧ приемного тракта позволяет обеспечить снижение коэффициента шума на 1,5 дБ по сравнению Si СБИС СВЧ приёмником. Снижение коэффициента шума достигается за счет на порядок большей граничной частоты SiGe транзисторов fa, поскольку коэффициент шума на рабочих частотах, составляющих более 30% от граничной частоты (fp>0.3fa), растет пропорционально квадрату частоты.
-
Установлено, что применение SiGe СВЧ монолитных интегральных схем (МИС) в гетеродине СВЧ ТПМ с преобразованием частоты позволяет повысить чувствительность приема ФКМ и ЧКМ сигналов более чем на ЮдБ по сравнению с Si СВЧ МИС и на 20дБ по сравнению с GaAs СВЧ МИС. Повышение чувствительности достигается из-за меньшего значения низкочастотного шума SiGe МИС гетеродина.
Практическая значимость
1.Разработаны и внедрены новые практические методы проектирования СВЧ твердотельных приемных модулей на GaN и SiGe МИС и ГИС, которые позволяют повысить чувствительность приема ФКМ и ЧКМ сигналов при воздействии шумов и помех при минимальных массо-габаритных характеристиках аппаратуры.
2. Основные результаты исследований, проведенных в данной работе, использованы:
при разработке и серийном выпуске ППМ АФАР S-диапазона БКВП.434856.029;
при разработке и серийном выпуске ППМ АФАР С-диапазона БКВП.434857.004;
при разработке и серийном выпуске СВЧ ТПМ X-диапазона БКВП.464335.003.
На защиту автором выносятся следующие научные положения
-
Применение СВЧ аттенюатора с дискретным изменением величины коэффициента передачи в SiGe СВЧ фазовращателе векторного типа СВЧ ТПМ АФАР позволяет, благодаря низкой крутизне преобразования «помеха-частота», повысить чувствительность приема фазо- и частотно-кодированных (ФКМ и ЧКМ) сигналов СВЧ ТПМ АФАР на 10 дБ по сравнению с ТПМ, использующим векторный фазовращатель, усилители квадратур которого управляются аналоговым сигналом, формируемым цифро-аналоговым преобразователем.
-
Выбор GaN транзистора в качестве активного прибора малошумящего усилителя позволяет повысить чувствительность приема на 1,5дБ в присутствии асинхронных СВЧ помех мощностью до 30 Вт и уменьшить массо-габаритные характеристики ППМ АФАР наЮ-15% по сравнению с ТПМ, использующим МШУ на GaAs транзисторах с устройством защиты.
-
Использование в СВЧ ТПМ приёмнике с рабочей частотой fр =: 4 ГГц SiGe СБИС СВЧ приемного тракта позволяет обеспечить снижение коэффициента шума на 10 дБ по сравнению Si СБИС СВЧ приёмником.
-
Выбор SiGe СВЧ монолитных интегральных схем для гетеродина СВЧ ТПМ с преобразованием частоты позволяет повысить чувствительность приема ФКМ и ЧКМ сигналов более чем на ЮдБ по сравнению с Si СВЧ МИС и на 20дБ по сравнению с GaAs СВЧ МИС.
Апробация работы
Содержание и результаты работы доложены и обсуждены на 5 научно-технических конференциях.
На «VI научно-технической конференции «Твердотельная электроника, сложные функциональные блоки РЭА», Владимир, 2007.
На «VII научно-технической конференции «Твердотельная электроника, сложные функциональные блоки
РЭА», Москва, 2008.
На «VIII научно-технической конференции «Твердотельная электроника, сложные функциональные блоки РЭА», Дубна, 2009.
На «IX научно-технической конференции «Твердотельная электроника, сложные функциональные блоки РЭА», Звенигород, 2010.
На «X научно-технической конференции «Твердотельная электроника, сложные функциональные блоки РЭА», Дубна, 2011.
Публикации
По материалам диссертации опубликовано 14 печатных работ, в том числе 2 работы опубликованы в рецензируемых журналах, включенных в Перечень ВАК для опубликования основных научных результатов диссертаций.
Вклад автора в результаты работы
Основные теоретические результаты получены автором самостоятельно и опубликованы без соавторов. Во всех экспериментальных исследованиях автор принимал непосредственное участие в части постановки и обсуждения результатов экспериментов, а также их внедрения, являясь главным конструктором и заместителем главного конструктора ряда ОКР.
Структура и объем диссертации
Диссертация состоит из введения, четырех глав, выводов, списка литературы и оглавления. Работа содержит 115 страниц текста, включая 73 рисунка и фотографин и список литературы из 122 наименований.
Основные факторы, ограничивающие чувствительность СВЧ твердотельных приемных модулей
При приеме сложных сигналов с ФКМ и ЧКМ модуляцией существенное ограничение чувствительности приема связано с флуктуациями фазы и частоты сигнала, при прохождении через каскады ТПМ. Наряду с тепловыми и дробовыми шумами существенное влияние на флуктуации фазы и частоты сигнала оказывают низкочастотные шумы (например, фликкер-шумы) [11], поэтому для определения качества приема ФКМ и ЧКМ сигналов ТПМ необходим анализ низкочастотных шумов.
Основной причиной существования низкочастотных флуктуации амплитуды и фазы являются флуктуации параметров приемных устройств: флуктуации емкостей, сопротивлений, крутизны, флуктуации напряжений источников питания [15], фликкерные шумы активных приборов [13-14]. Низкочастотные шумы являются мультипликативными шумами[11], поскольку переносятся в ПЧ диапазон в результате преобразований в нелинейных цепях ТПМ.
Возникновение фазового шума в твердотельных устройствах в основном связано с низкочастотными процессами, протекающими в полупроводниках [11,15].
Наиболее распространенным низкочастотным процессом в полупроводниках является фликкер-шум, который представляет собой случайный процесс [13-14], который описывается кривой спектральной плотности мощности шума S(f) f (1.4) где 0 у 2 и у обычно близко к 1. Случайные мерцательные изменения налагаются на быстрые тепловые (или дробовые) флуктуации тока. Различие этих двух компонент токового шума удобно описать с помощью спектральной плотности Sj(co) [23]. Величина (l/7c)Sj(co)dco равна той части среднего квадрата флуктуации тока, которая обусловлена случайными изменениями с частотами, лежащими в интервале от со до co+dco. Для чисто дробового шума спектральная плотность Sj постоянна в диапазоне от нулевой до частот, обратных времени пролета электронов и вследствие мерцаний Sj(co) изменяется на низких частотах приблизительно обратно пропорционально частоте, Sj (со) со .
Низкочастотный шум представляет большой интерес для анализа процессов, происходящих в приборе [23] Это определяет величину минимального сигнала, который можно подавать для работы прибора [24]. Была обнаружена сильная корреляция между низкочастотным шумом, качеством материала и надежностью прибора, что обсуждалось в литературе, например, в [24, 25]. Источники шума в низкочастотном диапазоне в интервале между 1 Гц и 10 МГц следующие: флуктуации проводимости канала и подвижности носителей [24, 25]; флуктуации слоевой плотности (концентрации) носителей заряда [22]; термическая активация носителей заряда из локализованных состояний в объеме [26], на границах раздела [27] и на поверхностях [28].
Спектр в интервале между частотами 1 Гц и 10 МГц в дальнейшем характеризуется нестабильным характером шумового спектра, на который влияет захват носителя заряда ловушками.
Эффект, связанный с границей раздела [23, 28], возможен, потому, что граница раздела системы AlGaN/GaN — это единственная граница раздела, которая находится в прямом контакте с двумерным электронным газом (2DEG). Однако другие объяснения также возможны, например такие, как плохая технология изготовления омических контактов Шоттки [28]. Зависимость низкочастотного шума от легирования кремнием AlGaN-барьерного слоя AlGaN/GaN HFETs анализируется в [26]. Полученные результаты включают увеличение нижней границы величины шума для структуры с легированным барьерным слоем, по сравнению с нелегированной структурой, и отклонения от чисто l/f-характеристик, особенно для легированных структур. Возросший низкочастотный шум связан с возросшим захватом носителей заряда ловушками и освобождением носителей заряда из ловушек с примесным легированием в барьерном слое. Эффекты, связанные с пассивацией поверхности, и дефекты барьерного слоя и их влияние на низкочастотную плотность шумовой спектральной частоты описаны в работе [27]. Параметры спектров в интервале частот от 1 Гц до 100 кГц измерены до и после пассивации. Пассивированный прибор обеспечивает на выходе меньшую спектральную плотность мощности низкочастотного шума [28, 29]. Различие в свойствах области, в которой есть затвор, и области, в которой нет затвора, проанализировано в работе [28].
Корреляция величины тока утечки с спектральной плотностью мощности низкочастотного шума применяется, чтобы объяснить различие между пассивированными и непассивированными приборами, так как определенное число носителей заряда увеличивается вследствие пассивации. В работе [30] проведено исследование зависимостей низкочастотного шума от величины тока затвора и от типа подложки. Приборы, изготовленные на сапфировых и кремниевых подложках, обеспечивают спектральную плотность мощности низкочастотного шума, аналогичную GaAs-приборам, в то время как AlGaN/GaN HEMTs, сформированные на полуизолирующей SiC-подложке, демонстрируют возросший уровень l/f-шума. Однако для при-боров на Si-подложке обнаружена корреляция между нормализованной вели-чиной тока утечки и уровнем низкочастотного шума, которая указывает скорее на проблемы с процессами, чем на проблемы с подложкой.
Моделирование усилителей высокой частоты (УВЧ) на SiGe) для приемных трактов ППМ АФАР
При построении фазовращателей в области высоких частот были проработаны два основных направления [106]: использование ФВЧ и ФНЧ переключаемых секций; применение принципа векторного сложения ортогональных сигналов. Первое направление привлекательно из-за малого потребления мощности (ФНЧ и ФВЧ секции на основе пассивных компонент КМОП ключей), однако характеризуется высокими потерями в первую очередь за счёт ключей (SPDT switch) [81].
Второе направление не использует SPDT ключи, однако фазовращение сигнала реализуется на базе аналоговых схем, управляемых ЦАП, что, естественно, ведёт к увеличению потребляемой мощности [84].
По первому направлению для уменьшения потерь в КМОП ключах используется SiGe БиКМОП технология с меньшими топологическими размерами 0,13 мкм (в нашем случае мы использовали технологию с топологическим размером 0,25 мкм), оптимизируются размеры транзистора, конструкция SPDT ключа (размер контактов к подложке и др.) В результате, потери на ключ не превышают 1,5 дБ на частотах 10 ГГц (в нашем случае потери составляли 4,5 дБ). Это направление, очевидно, необходимо продолжить с переходом на более совершенную технологию.
Следует, конечно, принимать во внимание, что с повышением точности фазового квантования возрастает количество пассивных индуктивных элементов, что ограничивает степень интеграции схем [66].
По второму направлению - используются активные фазовращатели, в которых основную роль играют транзисторы с существенно меньшей площадью на кристалле, чем площадь, занимаемая индуктивностью. Основной принцип активного фазовращателя - интерполяция фаз двух ортогонально сдвинутых по фазе сигналов (1, Q сигналов) с суммированием их для синтеза необходимой фазы. Различные амплитудные весовые составляющие формируют различные фазы. Таким образом, в общем случае активный фазовращатель, построенный по принципу векторного сложения, включает следующие основные блоки: генерация I и Q сигналов, аналоговый сумматор и управляющая схема, которая устанавливает в сумматоре различные весовые амплитуды I и Q входов для необходимого фазового сдвига [83]. Различные веса по амплитуде формируются изменением усиления с использованием ци фроаналогового преобразователя.
На основе вышеупомянутой структуры и схемотехники реализован с использованием КМОП технологии 4-х разрядный фазовращатель с фазовой погрешностью -10 в диапазоне частот 5-М 8 ГГц с малой величиной потерь -4,6 дБ [106].
Частотные зависимости абсолютного значения фазы и фазового сдвига во всех состояниях показаны на рис. 2.16.
Частотные зависимости относительного изменения фазы в основных состояниях для СВЧ фазовращателя с переключаемыми ФВЧ и ФНЧ секциями (а) и векторного фазовращателя (б)
Сравнение частотных зависимостей показывает, что относительное изменение фазы в основных состояниях для СВЧ фазовращателя с переключаемыми ФВЧ и ФНЧ секциями существенно зависит от частоты, тогда как векторный фазовращатель обеспечивает равномерную зависимость относительного сдвига фазы от частоты. Это позволяет сделать вывод о значительном преимуществе применения векторных фазовращателей в широкополосных СВЧ ТПМ.
Частотные зависимости коэффициента усиления СВЧ фазовращателя с переключаемыми ФВЧ и ФНЧ секциями - а) и векторного фазовращателя - б) коррелирует с зависимостью величины фазового сдвига во всех состояниях фазовращателя (рис. 2.17).
Частотные зависимости коэффициента усиления во всех состояниях для СВЧ фазовращателя с переключаемыми ФВЧ и ФНЧ секциями - а) и векторного фазовращателя - б) Таким образом, для СВЧ фазовращателей X диапазона можно сделать однозначный вывод о преимуществах векторных фазовращателей при построении широкополосных СВЧ ТПМ. Анализ в С диапазоне подтверждает стабильность таких характеристик как КСВН (рис. 2.21) и среднеквадратичные фазовые и амплитудные ошибки (рис.2.38) в октавном диапазоне [107]. Частотные зависимости КСВН по входу и выходу ФВ МР-071_0 во всех состояниях показаны на рис.2.18. Рис.2.18. Частотные зависимости КСВН по входу (а) и по выходу (б) Результаты расчета среднего квадратичного отклонения фазовой и амплитудной ошибок ФВ МР-071_0 приведены на рис. 2.19.
Ранее было показано, что повышение точности и воспроизводимости характеристик приемо-передающих модулей АФАР достигается при использовании активных фазовращателей, построенных по принципу векторного сложения ортогональных сигналов, описанных выше, с использованием нового поколения интегрированной СВЧ элементной базы, разработанной на основе новых полупроводниковых гетероструктур SiGe. Применение гетероструктур SiGe позволяет решать комплекс задач по совершенствованию эксплуатационных характеристик СВЧ устройств: снижение потребляемой мощности, повышение устойчивости контуров выходного сигнала с практически отсутствующими искажениями (дребезжанием), расширение рабочего диапазона температур, увеличение допустимой СВЧ мощности [107].
Экспериментальные и расчетные значения параметров ФВ МР-071_0 в опорном состоянии на частоте 8 ГГц приведены в табл.2.3.
Основными источниками фазовых шумов в схеме векторного фазовращателя являются усилители квадратур с управлением усиления аналоговым сигналом, формируемым цифро-аналоговым преобразователем (ЦАП).
Основным недостатком метода, использующего непрерывное изменение соотношения амплитуды квадратурных сигналов для регулировки фазы, является резкое возрастание ФМ шума фазовращателя. Например, уровень ФМ шума векторного фазовращателя с аналоговой перестройкой усиления на порядок хуже [108], чем у фазовращателя с использованием ФНЧ, ФВЧ и МОП ключей (рис. 2.19). S(fm), дБ/Гц -120 -130 -140 -150 -160 ю2 1о3 ю4 ю5
Для исключения возрастания ФМ шума необходимо минимизировать крутизну преобразования напряжение-амплитуда квадратурных сигналов векторного фазовращателя, что достигается использованием в схеме векторного фазовращателя (рис. 2.20.) дискретных аттенюаторов (ДАтт).
Однако экспериментально измеренный уровень дискретных составляющих в радиочастотном спектре сигнала синтезатора ПЦСЧ примерно на 20 дБ больше их расчетных значений.
Полученные расхождения могут быть объяснены зависимостью уровня дискретных составляющих в радиочастотном спектре сигнала синтезатора с ПЦСЧ от уровня шумов квантования ЦАП, определяемом значением разрядности примененного ЦАП. Экспериментально измеренное распределение вероятности флуктуации напряжения на выходе ЦАП P(AU) от номера разряда AU (рис.3.13) показывает по уровню вероятности 0.9 огрубление кода фазы 15дБ при совпадении разрядности аккумулятора кода фазы и ЦАП [1 18].
Экспериментально измеренное распределение вероятности флуктуации напряжения на выходе ЦАП P(AU) от номера разряда Д1 - гистограмма распределения флуктуации напряжения по разрядам ЦАП; 2 - плотность вероятности распределения, построенная по результатам измерения флуктуации напряжения по разрядам ЦАП.
Сравнение экспериментальной (1) и расчетной, учитывающей влияние 12-ти разрядного ЦАП (2) зависимостей уровня дискретных составляющих в радиочастотном спектре сигнала синтезатора ПЦСЧ от значения рабочих частот в диапазоне 10(К200 МГц Результаты расчета учитывающего влияние 12-ти разрядного ЦАП (кривая 2 рис.3.14) зависимостей уровня дискретных составляющих в радиочастотном спектре сигнала синтезатора ПЦСЧ от значения рабочих частот в диапазоне 10СН-200 МГц показывают хорошее соответствие с экспериментальными результатами (кривая 1 на рис.3.14).
Частотное распределение составляющих, вызванных усечением кода фазы, приводит к появлению ошибки, величина которой меняется по пилообразному закону [118]. Сигнал ошибки появляется в результате отбрасывания битов кода фазы, поэтому для вычисления частоты этого сигнала, необходимо рассмотреть только ту часть аккумулятора фазы, которая отбрасывается при усечении ее кода. Частота пилообразного сигнала ошибки -ferr равна [97] ien. = fck(AF/B), (3.3) где fcik - частота дискретизации; AF - эквивалентный код частоты, представленный значением отброшенных битов при выполнении усечения полного кода частоты; В - разрядность аккумулятора частоты.
При этом необходимо учитывать, что частота пилообразного сигнала или ее гармоники могут лежать на частотах выше fcik/2. В этом случае они способны попасть в рабочую область частот в результате зеркального отображения спектра относительно частот fcik/n (рис.3.15). О -10 -20 -ЗО -40 -50 -60 -70 -80 -90 S(f). ДБ 10: WbLjr ft kjfaWi - A vUrt V VVWlli Nw A,-u/VVv")j -1«yl -iJ4 IA J -Oi v- . fm, МГц 150 300 450
Радиочастотный спектр сигнала синтезатора ПЦСЧ с дискретными составляющими, перенесенными в рабочую область частот в результате зеркального отображения спектра относительно частоты fcik/2
Очевидно, что разбиение рабочего диапазона перестройки синтезатора ПЦСЧ на поддиапазоны и использование для фильтрации сигналов переключаемых наборов фильтров на ПАВ позволяет уменьшить нежелательные побочные составляющие в спектре формируемого сигнала [119].
Выше было установлено, что основным ограничением качества сигнала синтезатора ПЦСЧ является наличие дискретных составляющих в спектре сигнала, возникающих из-за огрубления фазы формируемого сигнала при отбрасывании младших разрядов в аккумуляторе фазы [117]. Следует отметить, что в частном случае, когда рабочая частота синтезатора ПЦСЧ fp кратна тактовой частоте fcik ip=Wn, (3.4) где п - целое число. В общем случае рабочая частота синтезатора ПЦСЧ (при выполнении условия fp fCk/2) может быть представлена в виде ряда: /,-2 -. (3-5) /,=3 п Поскольку предельное значение частоты, в основном, ограничивается частотой подачи отсчетов на выходной цифро-аналоговый преобразователь, теоретически частота цифрового выходного сигнала не может превышать половины частоты отсчетов.
Для реализации условия (3.8) необходимо обеспечить цифровое квадратурное перемножение сигналов с частотами fc]k/n [120]. Цифровое квадратурное перемножение сигналов обеспечивает формирование однополосного высокочастотного сигнала, то есть обеспечивает фильтрацию выходного сигнала в узкой полосе частот. Следует отметить, что необходимо именно цифровое квадратурное перемножение сигналов, так как аналоговое перемножение не обеспечит подавление боковых полос более 40 дБ [120].
Схема построения цифрового квадратурного перемножителя на SiGe отображена на рис.3.16. При преобразовании квадратурного сигнала на два цифровых умножителя подаются синусоидальный и косинусоидальный сигналы частоты fdk/n, которые образуются внутренним фазовращателем из внешнего сигнала тактовой частоты fck и сигнала fgnj/m. В случае необходимости, как следует из формулы (3.5), количество перемножаемых сигналов может быть больше и схема имеет ступенчатую структуру. В каждой ступени выходные сигналы на выходе умножителей суммируются таким образом, что составляющие с одинаковой фазой складываются, тогда как квадратурные компоненты вычитаются друг из друга и подавляются. Итоговый результат (без дополнительной фильтрации) представляет собой однополосный сигнал, с подавлением несущей и ненужной боковой полосы.
СВЧ смесители на SiGe интегральных схемах
Результаты применения SiGe интегральных схем синтезаторов ПЦСЧ на основе полученных в главе 3 результатов использованы при разработке гетеродинов четырехканального приемного модуля Х-диапазона (рис.4.8). Как отмечалось выше, основными достоинствами синтезаторов с прямым цифровым синтезом частоты (ПЦСЧ) является высокая скорость переключения частоты (время переключения менее 1 мкс) при сохранении высокой когерентности формируемых сигналов. Однако наряду с этими очевидными достоинствами синтезаторов ПЦСЧ по сравнению с гетеродинами, использующими фазовую автоподстройку частоты (ФАПЧ), особенностями ПЦСЧ являются: более низкие рабочие частоты, большая потребляемая мощность и дискретные составляющие в радиочастотном спектре [120].
Сравнение зависимостей спектральной плотности фазового шума сигнала приемника РЛС с гетеродином, использующим ФАПЧ (рис.4.9) и четырехканального приемного модуля Х-диапазона РЛС (рис.4.6) с синтезатором ПЦСЧ (рис.4.10.) показывает, что уровень фазового шума синтезатора с ФАПЧ, незначительно превосходящий фазовый шум ПЦСЧ на частотах отстройки ниже 1кГц, на частотах отстройки выше 1кГц остается неизменным («полка»), а уровень фазового шума ПЦСЧ падает по закону f" и достигает максимальной разницы в 5 дБ на частоте полосы пропускания ФАПЧ ( 60кГц). В дальнейшем уровни фазовых шумов обоих типов генераторов сближаются [119].
Реализация низкого уровня фазовых шумов синтезатора с ФАПЧ обеспечивается использованием в синтезаторе с ФАПЧ генератора управляемого напряжением (ГУН) на SiGe МИС, обеспечивающей уровень спектральной плотности фазового шума ГУН S ,,(fm) = 117 дБ/Гц на частоте отстройки от несущей т П1=100кГц (рис.4.11).
Уровень спектральной плотности фазового шума ГУН на SiGe МИС, (а) и ГУН на SiGe МИС с ФАПЧ, (б) Однако, как показано в главе 3, для подавления в спектре синтезатора ПЦСЧ дискретных составляющих, обусловленных формированием выходного сигнала с помощью цифрового аккумулятора фазы, эффективным является применение цифрового квадратурного перемножения частот в SiGe СБИС [120], рис.4.12.
Синтезаторы ПЦСЧ с цифровым квадратурным перемножением частот первого (ГТ1) и второго (ГТ2) гетеродинов четырехканального приемного модуля Х-диапазона БКВП.464335.003: abAfr,і =25(НЗ50МГц; б) ґ1т2=450МГц
Сравнение радиочастотных спектров на выходе синтезатора ПЦСЧ формирователя «сетки» частот ГТ1 с использованием цифрового квадратурного перемножения частот и синтезатора ПЦСЧ AD9858 показывает, что применение цифрового перемножения частот снижает уровень дискретных составляющих в радиочастотном спектре СВЧ ТПМ более чем на 10 дБ (рис.4.13).
СВЧ твердотельный нриемо-передающий модуль С-диапазоиа на GaN и SiGe монолитных и гибридных интегральных схемах
Результаты, полученные в главе 2, легли в основу разработки приемного тракта приемопередающего канала (ППК) С-диапазона частот четырехканального твердотельного СВЧ приемопередающего модуля (ППМ) АФАР [107] (рис.4.14).
Основные характеристики ПГЖ: - рабочий диапазон частот 5,2-5,9 ГГц; - количество разрядов фазовращателей 5 для приемного и 5 для передающего узлов со следующими номинальными значениями: 1-й разряд 11.25; 2-й разряд 22.5; 3-й разряд 45; 4-й разряд 90; 5-й разряд 180; - коэффициент передачи при произвольных значениях фазовых состояний для приемного тракта не менее 25 дБ; - коэффициент передачи при произвольных значениях фазовых состояний для передающего тракта не менее 40 дБ. Результаты измерений параметров приемного тракта представлены в таблице 4.1.
Топология кристалла (а) и сборка в корпусе сложной функциональной СВЧ МИС (б) в составе аттенюатора, фазовращателя, компенсирующего потери усилителя, и схемы управления по последовательному порту.
Количество разрядов аттенюатора п=5, минимальный дискрет аттенюатора Lo=l дБ. Количество разрядов фазовращателя т=6, минимальный дискрет фазовращателя ф(,= 5,6. Начальный коэффициент передачи СВЧ МИС в режиме аттенюатора Кр0 = - 9 дБ на рабочей частоте f=8 ГГц.
Для исследования параметров СВЧ МИС, была разработана печатная плата на материале Rogers RO4003C толщиной 0,508 мм, на которой собраны СВЧ МИС, согласующие трансформаторы, фильтрующие цепи питающих напряжений. Для преобразования дифференциального сигнала в несимметричный использован трансформатор типа ННМ1595А1 с частотным диапазоном 3...8 ГГц.
Сравнение результатов измерения параметров сложной функциональной СВЧ МИС, с результатами расчетов в САПР «Cadence», с использованием Design Kit ШР по технологическому процессу SGB25V, показали высокую степень совпадения расчетных и измеренных передаточных характеристик в полосе частот до 8 ГГц (табл.4.2 и 4.3)
СВЧ твердотельный приемо-передающий модуль С-диапазона на GaN и SiGe монолитных и гибридных интегральных схемах
Результаты, полученные в главе 2, легли в основу разработки приемного тракта приемопередающего канала (ППК) С-диапазона частот четырехканального твердотельного СВЧ приемопередающего модуля (ППМ) АФАР [107] (рис.4.14).
Основные характеристики ПГЖ: - рабочий диапазон частот 5,2-5,9 ГГц; - количество разрядов фазовращателей 5 для приемного и 5 для передающего узлов со следующими номинальными значениями: 1-й разряд 11.25; 2-й разряд 22.5; 3-й разряд 45; 4-й разряд 90; 5-й разряд 180; - коэффициент передачи при произвольных значениях фазовых состояний для приемного тракта не менее 25 дБ; - коэффициент передачи при произвольных значениях фазовых состояний для передающего тракта не менее 40 дБ. Результаты измерений параметров приемного тракта представлены в таблице 4.1. Таблица 4. № Наименование параметра ед. из м. Обозначение № образца 2 3 4 5 6 7 8 1 Рабочий диапазон частот ГГц ДГ 5,2-5,9 5,2-5,9 5,2-5,9 5,2-5,9 5,2-5,9 5,2-5,9 5,2-5,9 5,2-5,9 2 Коэффициент шума дБ Кш 2,45 2,40 2,50 2,40 2,45 2,40 2,35 2,40 3 Коэффициент усиления дБ Ку 25 30 28 27 26 29 26 27 4 Дискретыаггенюатора0,512 4 8 ДБ Ли 0,45 0,90 1,90 3,80 7,60 0,48 0,95 2,05 3,95 8,10 0,55 1,05 2,10 4,10 8,05 0,50 1,00 1,95 4,05 7,80 0,46 1,02 2,00 4,10 7,9 0,45 1,05 2,00 4,00 7,95 0,46 0,95 1,95 3,95 8,10 0,53 0,98 1,95 4,057,7 5 Дискретыфазовращателя.град611,2522,54590180 гр ад йф 5,8II214389176 6,1 12,522 48 93 182 6,2 12 2447 91177 5,911,3214292181 5,911,2234588186 6,3 12 20 44 90 185 6,112,8254635179 6,0 1322 46 94 181 Для обеспечения идентичности амплитуды и фазы коэффициента передачи приемных каналов в СВЧ приемном модуле использована сложная функциональная СВЧ МИС, в составе аттенюатора, фазовращателя, компенсирующего потери усилителя, и схемы управления последовательному порту на одном кристалле, изготовленная по S технологии с минимальными размерами 0,42 мкм [106] (рис.4.16). Топология кристалла (а) и сборка в корпусе сложной функциональной СВЧ МИС (б) в составе аттенюатора, фазовращателя, компенсирующего потери усилителя, и схемы управления по последовательному порту.
Количество разрядов аттенюатора п=5, минимальный дискрет аттенюатора Lo=l дБ. Количество разрядов фазовращателя т=6, минимальный дискрет фазовращателя ф(,= 5,6. Начальный коэффициент передачи СВЧ МИС в режиме аттенюатора Кр0 = - 9 дБ на рабочей частоте f=8 ГГц.
Для исследования параметров СВЧ МИС, была разработана печатная плата на материале Rogers RO4003C толщиной 0,508 мм, на которой собраны СВЧ МИС, согласующие трансформаторы, фильтрующие цепи питающих напряжений. Для преобразования дифференциального сигнала в несимметричный использован трансформатор типа ННМ1595А1 с частотным диапазоном 3...8 ГГц.
Сравнение результатов измерения параметров сложной функциональной СВЧ МИС, с результатами расчетов в САПР «Cadence», с использованием Design Kit ШР по технологическому процессу SGB25V, показали высокую степень совпадения расчетных и измеренных передаточных характеристик в полосе частот до 8 ГГц (табл.4.2 и 4.3)
Оптимизация структуры СВЧ приемника, обеспечивающая идентичность коэффициента передачи приемных каналов за счет использования сложной функциональной СВЧ МИС, в составе аттенюатора, фазовращателя, компенсирующего потери усилителя и схемы управления по последовательному порту на одном кристалле, изготовленной по SiGe технологии с минимальными размерами 0,42 мкм позволила обеспечить неидентичность коэффициента передачи приемных каналов 5КР= ±0,5 дБ.
Значение спектральной плотности фазового шума 8ф(ґт)на выходе СВЧ векторного фазовращателя СВЧ МИС при заданном минимальном дискрете переключения фазы Аф=6 составило S(p(fm) -150 дБ (рис.4.18). S(fm), дБ/Гц -120 -130 -140 -150 -160 ю2 ю3 ю4 ю5 Рис.4, і8. Зависимости спектральной плотности фазового шума Sv(fm)Ha выходе сложнофункциональной СВЧ МИС в режиме фазовращателя
Различие в уровне спектральной плотности фазового шума на выходе СВЧ фазовращателей S9(fm), построенных по принципу векторного сложения ортогональных сигналов с дискретным и непрерывным переключением ослабления с управляющих аттенюаторов (рис.4.11) может быть объяснено за счет низкой крутизны преобразования «помеха-частота» при использовании дискретно переключаемого СВЧ аттенюатора [106].
Проведенные эксперименты показали, что применение GaN МШУ в СВЧ твердотельном приемном модуле позволяет повысить чувствительность позволяет увеличить чувствительность ТПМ на 1,5 дБ в присутствии асинхронных помех мощностью до 30 Вт СВЧ и уменьшить массо-габаритные характеристики ППМ АФАР наЮ-15% по сравнению с ТПМ, использующим МШУ на GaAs транзисторах с устройством защиты.
Анализ требований к чувствительности показал, что при использовании МШУ с GaN входным транзистором и УЗ можно защитить четырехканальный приемный модуль когерентной РЛС Х-диапазона БКВП.464335.003 от несинхронных помех высокого уровня мощностью Рп =300Вт и обеспечить коэффициент шума СВЧ приемника КШпрм менее ЗдБ.
Существенное влияние на уровень коэффициента шума оказывает применение в SiGe СВЧ фазовращателе векторного типа СВЧ ТПМ АФАР СВЧ аттенюатора с дискретным изменением величины коэффициента передачи, что позволяет повысить чувствительность приема фазо- и частотно-кодированных (ФКМ и ЧКМ) сигналов СВЧ ТПМ АФАР на 10 дБ по сравнению с ТПМ, использующим векторный фазовращатель, усилители квадратур которого управляются аналоговым сигналом, формируемым цифро-аналоговым преобразователем, что достигается благодаря низкой крутизне преобразования «помеха-частота» при использовании дискретно переключаемого СВЧ аттенюатора. Определены предельно достижимые значения спектральной плотности фазового шума (СПФШ) 8ф(ґт)=-150дБ/Гц ограничивающей чувствительность приема ФКМ и ЧКМ сигналов при заданном минимальном дискрете переключения фазы Дф=6 для СВЧ фазовращателя векторного типа С-диапазона.
Сравнение радиочастотных спектров на выходе синтезатора ПЦСЧ формирователя «сетки» частот ГТ1 с использованием цифрового квадратурного перемножения частот и синтезатора ПЦСЧ AD9858 показывает, что применение цифрового перемножения частот снижает уровень дискретных составляющих в радиочастотном спектре СВЧ ТПМ более чем на 10 дБ
