Содержание к диссертации
Введение
Глава 1. Физические основы радиоволновых методов измерения 9
1.1. Распространение электромагнитных волн 9
1.1.1. Особенности распространения электромагнитных волн в атмосфере Земли 13
1.1.2. Отражение электромагнитных волн, эффект Доплера 20
1.1.3. Информативные параметры электромагнитных волн 24
1.2. Радиоволновые методы измерения расстояния 27
1.3. Частотный метод измерения расстояния 32
1.4. Адаптивная обработка сигналов 44
1.4 Л. Классификация адаптивных систем 47
1.4.2. Применение адаптивных фильтров 49
1.4.3. Методы оптимального оценивания 53
1.5. Выводы 56
Глава 2. Анализ метода введения дополнительной медленной модуляции несущей частоты 58
2.1. Модель сигнала частотного дальномера 58
2.1.1. Рабочая характеристика, критерий оценки точности измерения 63
2.1.2. Численный эксперимент 65
2.2. Влияние формы дополнительной медленной модуляции на точность измерения расстояния. Расчет оптимальной формы дополнительной модуляции 71
2.3. Весовое усреднение числа нулей сигнала разностной частоты. Расчет оптимального набора весовых коэффициентов 76
2.4. Выводы 82
Глава 3. Адаптивная обработка сигнала частотного дальномера 84
3.1. Разработка алгоритма адаптивной обработки сигнала разностной частоты 84
3.1.1. Определение расстояния по значениям сигнала разностной частоты в зонах обращения фазы 85
3.1.2. Параметрический анализ сигнала частотного дальномера 90
3.1.3. Применение алгоритма линейного предсказания сигнала разностной частоты для повышения точности частотного дальномера 92
3.2. Численный эксперимент для частотного дальномера с адаптивной обработкой сигнала разностной частоты 96
3.3. Выводы и рекомендации 110
Глава 4. Практическая реализация частотного дальномера . 112
4.1. Принцип работы и структурная схема макета 112
4.2. Методика проведения эксперимента 115
4.3. Результаты испытаний макета 119
4.4. Обсуждение результатов, выводы 125
Заключение , 126
Литература 128
Список используемых обозначений 139
- Особенности распространения электромагнитных волн в атмосфере Земли
- Влияние формы дополнительной медленной модуляции на точность измерения расстояния. Расчет оптимальной формы дополнительной модуляции
- Определение расстояния по значениям сигнала разностной частоты в зонах обращения фазы
- Численный эксперимент для частотного дальномера с адаптивной обработкой сигнала разностной частоты
Введение к работе
В настоящее время одной из задач радиофизики является разработка навигационных, активных и пассивных локационных систем, основанных на использовании излучения и приема волновых полей, а также теоретических и технических основ новых методов анализа и статистической обработки сигналов в условиях помех. Эта проблема стала особенно актуальной в связи со стремительным развитием функциональной электроники и микропроцессорной техники, на основе которой возможна реализация довольно сложных устройств и алгоритмов цифровой обработки сигналов.
Радиоволновые методы измерения нашли широкое применение в бесконтактных исследованиях свойств объекта, в задачах контроля и автоматизации технологических процессов, и др. На их основе решаются задачи бесконтактного измерения уровня жидких и сыпучих сред, измерения запасов топлива в условиях неопределенности распределения контролируемой среды, контроля массы криогенных жидкостей независимо от их фазового состояния, контроля объемного содержания веществ в двухкомпонентном потоке независимо от структуры потока, контроля расхода сыпучих материалов, бесконтактного измерения геометрических параметров изделий [1].
Известны методы [1] измерения уровня жидких и сыпучих сред, инвариантные к электрофизическим свойствам этих сред, в том числе криогенных жидкостей (жидкого гелия); измерения сплошности двухфазных потоков в трубопроводах, инвариантных к изменению диэлектрических свойств веществ в потоке; контроля влажности нефтепродуктов в потоке, инвариантных к их сортности.
Информативными параметрами для радиоволновых методов являются характеристики отраженной и прошедшей, или рассеянной, волн (амплитуда, фаза, время распространения и др.), а также их сравнительные характеристики (частотный сдвиг, например доплеровскии, положение узла или кучности напряженности поля стоячей волны и др.).
Применение микропроцессоров (МП) в радиоволновых приборах можно рассматривать в двух аспектах - для реализации алгоритмов, обеспечивающих инвариантность результатов измерений к возмущающим воздействиям, и для повышения точности вторичного преобразования информативных сигналов. При этом необходимые операции нормирования сигнала и фильтрации помех могут быть реализованы с помощью МП. Несомненно, использование микропроцессорной техники в радио волновых измерениях стимулирует разработку приборов с новыми функциональными возможностями.
Одной из задач радиоволновых измерений является измерение расстояния до объекта. Наибольший интерес представляют частотные методы, основанные на использовании частотной модуляции излучаемой радиоволны и определении параметров (например, частоты) сигнала на выходе гетеродина. Однако, свойственная этим методам погрешность (дискретная ошибка, критическое расстояние), связанная с периодичностью модуляции зондирующей волны, не позволяет достичь предельной точности измерения, при этом относительная погрешность для малых расстояний резко возрастает.
Известные методы подавления дискретной ошибки позволяют частично устранить ее во всем диапазоне расстояний кроме начального интервала, но среди них нельзя выделить такой метод, который имел бы решающее преимущество. Наибольший интерес представляет метод введения дополнительной медленной модуляции несущей частоты передатчика, а также методы, основанные на применении устройств цифровой обработки сигнала. Таким образом, исследование, оптимизация и разработка новых методов и алгоритмов подавления дискретной ошибки, а также методов определения параметров сигнала частотного дальномера представляет несомненный научный и практический интерес и является целью диссертационной работы. При этом используются методы теории волн и статистической радиофизики, моделирование, численный и натурный эксперименты.
Основные положения выносимые на защиту:
1. Дискретная погрешность частотного дальномера с дополнительной медленной модуляцией несущей частоты передатчика может быть существенно уменьшена путем оптимизации закона медленной модуляции.
2. Применение метода весового усреднения числа нулей сигнала разностной частоты эквивалентно применению оптимального закона дополнительной модуляции и позволяет достичь тех же пределов точности, что и при оптимальной модуляции.
3. Дискретная погрешность частотного метода измерения расстояния может быть исключена путем адаптивной обработки сигнала разностной частоты.
4. Применение алгоритма адаптивной обработки сигнала частотного дальномера позволяет достичь предельной точности при отсутствии шумов.
Диссертация состоит из введения, четырех глав, заключения и приложений.
Первая глава посвящена литературному обзору физических основ радиоволновых методов измерений. Описываются особенности распространения электромагнитных волн в атмосфере Земли при различных типах подстилающей поверхности, влияние отражения, преломления и эффекта Доплера на результат измерения. Рассматриваются радиоволновые методы измерения расстояния, проводится их качественное сравнение. Отдельное внимание уделяется частотному методу, изучается современное состояния вопроса повышения точности измерений этим методом. Кроме того, в главе дается основная информация по адаптивным системам, и их применимости в различных задачах, рассматриваются методы оптимального оценивания коэффициентов адаптивных фильтров.
Вторая глава посвящена детальному рассмотрению метода подавления дискретной ошибки, основанного на введении дополнительной медленной модуляции несущей частоты генератора. Проводится его оптимизация с целью повышения точности измерения расстояния. Предлагается эквивалентный метод весового усреднения числа нулей сигнала разностной частоты и методика расчета оптимального набора весовых коэффициентов.
В третьей главе рассматривается новый подход к анализу сигнала разностной частоты, основанный на применении адаптивных алгоритмов обработки сигналов. Производится разработка адаптивного алгоритма обработки сигнала частотного дальномера. Исследуются характеристики предложенного алгоритма путем проведения численного эксперимента. Рассмотрены вопросы помехоустойчивости метода.
Четвертая глава посвящена практической реализации макета частотного дальномера. Описывается конструкция и характеристики; приводится структурная схема макета, результаты проведенных экспериментов по измерению расстояния до неподвижного объекта.
В заключении сформулированы основные результаты работы.
Особенности распространения электромагнитных волн в атмосфере Земли
Важным вопросом, который должен быть принят во внимание при постановке большинства задач радиоволнового измерения, является искажение электромагнитной волны, обусловленное влиянием атмосферы Земли. Вообще говоря, на распространение электромагнитных волн влияют две области атмосферы: тропосфера -нижний слой земной атмосферы, простирающийся в среднем до высоты 10 - 12 км, и ионосфера - слой, расположенный выше 60 км и переходящий на высоте 2000 - 3000 км в межпланетный газ [4, 6].
Вследствие того, что в атмосфере существуют пространственные неоднородности, которые непрерывно изменяются во времени, происходит искажение фронта волны. Пространственные изменения свойств среды вызывают систематические ошибки (смещение величины измеряемого параметра относительно истинного значения), в то время как изменения этих свойств во времени приводят к возникновению флуктуирующих ошибок, характеризующихся среднеквадратическим отклонением.
Преобладающими эффектами, проявляющимися при распространении радиоволн через атмосферу, являются: искривление траектории распространения вследствие рефракции, запаздывание по времени, ошибки, связанные с эффектом Доплера, вращение плоскости поляризации (эффект Фарадея), дисперсионные явления и поглощение [6]. Для изучения влияния атмосферы на распространение электромагнитных волн необходимо знать вертикальное распределение диэлектрической проницаемости или коэффициента преломления в тропосфере и ионосфере. Так как величина диэлектрической проницаемости является функцией географического положения пункта на земной поверхности, погоды, времени суток и года, то задача проведения исчерпывающего анализа влияния атмосферы на распространение радиоволн при всех возможных значениях параметров, влияющих на величину ее диэлектрической проницаемости, становится неразрешимой. Для упрощения анализа используются модели атмосферы, соответствующие некоторым средним условиям [12]. Например, коэффициент преломления тропосферы является функцией меняющихся метеорологических параметров - содержания водяного пара, температуры и давления воздуха, в соответствии с выражением: где а, Ъ — постоянные коэффициенты, п — коэффициент преломления, Т— температура воздуха в градусах Кельвина, р — полное давление воздуха в миллибарах, е — парциальное давление водяного пара в миллибарах [6]. Значения коэффициентов а и Ъ экспериментально получены в работах [7 - 9] и равны: а = 77.6 К/мб, Ь = 4810 К. Соотношение (1.14), характеризующее рефракционные свойства воздуха, оказывается независящим от частоты в диапазоне от 100 до 10000 МГц. Оно также справедливо с точностью 0.5% от величины (и - 1) 10б для частот вплоть до 30000 МГц при нормально встречающихся пределах изменения температуры, давления и влажности [9]. Для коэффициента преломления ионосферы (среды, содержащей свободные электроны) можно записать [10]: где Ns — плотность электронов, є — заряд электрона, m — масса электрона, ш — угловая частота падающей волны. Выражение (1.15) справедливо при условии пренебрежения влиянием магнитного поля Земли и столкновений электронов с ионами и нейтральными частицами. Как уже отмечалось выше, вследствие рефракции траектория распространения радиоволн искривляется (рис. 1.1). Исходя из уравнения эйконала [4, 6] и используя методы геометрической оптики, а также предполагая, что среда является сферически-слоистой (случай соответствующий атмосфере Земли), можно получить уравнение траектории электромагнитной волны, распространяющейся в неоднородной тропосфере [4]: где 8 — угол между радиус-вектором г и касательным к лучу вектором 1й, 0о - начальный угол излучения волны (г = г0), г0 — радиус Земли. Считая, что Земля представляет собой идеальный шар, можно также получить выражение для радиуса кривизны луча [12]: В тропосфере основной интерес представляет распространение пологих лучей (0о — 90 и п 1), для которых выражение (1.17) принимает вид: Знак «минус» показывает, что траектория имеет положительную кривизну, то есть обращена выпуклостью вверх. Если показатель преломления меняется линейно по высоте (нормальная тропосфера), то радиус кривизны не меняется и траектория представляет собой окружность. Для нормальной тропосферы Земли р = 25000 км. Под влиянием определенных метеорологических условий в тропосфере может возникать распределение показателя преломления (1.14). В связи с этим, вводят понятие эквивалентного радиуса Земли [4]: а рефракцию разделяют на три вида: отрицательную (dnjdz 0), отсутствие рефракции (dnjdz — 0) и положительную (dn/dz 0), При отрицательной рефракции показатель преломления возрастает с высотой и траектория волны обращена выпуклостью вниз (р 0). Эквивалентный радиус Земли оказывается меньше действительного "э Нъ что приводит к уменьшению напряженности поля в месте приема. В отсутствие рефракции траектории лучей являются прямолинейными И Гэ = Го. При положительной рефракции электромагнитная волна наоборот прижимается к поверхности Земли, и выделяют три частных случая: 1) нормальной рефракции, когда dnjdz =-4-105 км"1 (р = 25000 км, гэ = 4г /3), и напряженность поля в точке приема больше, чем при отсутствии рефракции; 2) критической рефракции, когда dnjdz--\/гй =-15.7-105 км"1 (р = г0, гэ — оо), и волна движется параллельно эквивалентной поверхности Земли на постоянной высоте; 3) сверхрефракции, когда dnjdz -1/г0 (р г0, гэ 0), и наступает полное внутреннее отражение волны в тропосфере и луч возвращается к земной поверхности [12].
Влияние формы дополнительной медленной модуляции на точность измерения расстояния. Расчет оптимальной формы дополнительной модуляции
Рассмотрим кратко известные методы подавления дискретной погрешности (рис. 1.8).
Одно из направлений состоит в сохранении в результирующем колебании на выходе смесителя промежуточной частоты, играющей роль несущей [25]. В этом случае получается обычное частотно-модулированное колебание, в котором девиация частоты пропорциональна измеряемой дальности. Известны два варианта реализации указанной идеи: метод многократного гетеродинирования и метод двойной частотной модуляции [15, 25, 30],
Идея метода многократного гетеродинирования (рис. 1.11) состоит в том, что прямой сигнал перед сложением с отраженным преобразуется; в нем при неизменной девиации понижается несущая частота. После первого смесителя следуют еще несколько, которые последовательно снижают частоту. Преобразования выполняются таким образом, чтобы нестабильности как первого, так и второго гетеродинов, имеющих высокую частоту, компенсировались и не влияли на результирующие ошибки. Лишь ошибки последнего гетеродина остаются нескомпенсированными. Обычно выбираются две-три ступени понижения частоты. Достоинствами метода являются: устранение дискретной ошибки, возможность измерения весьма малых расстояний (менее 0.5 м), простой закон модуляции, высокая достижимая точность измерения, подавление низкочастотных помех. Основным недостатком схемы является ее сложность, связанная с необходимостью многоступенчатого преобразования сверхвысокой частоты в низкую промежуточную [25].
В методе двойной частотной модуляции низкая промежуточная частота формируется другим, также довольно сложным, способом [15]. Излучаемая волна промодулирована не одной, а двумя частотами одновременно. При этом вторая из частот является относительно высокой (примерно на порядок выше первой). В схеме, реализующей данный метод, имеются два смесителя, на которые подаются прямой и отраженный сигналы, однако прямой сигнал на один из смесителей подается со сдвигом по фазе на 90. На выходе смесителей выделяются т-я и w-я гармоники второй модулирующей частоты. Далее один из сигналов проходит дополнительный фазовращатель, создающий поворот по фазе на 90 и затем оба сигнала смешиваются. На выходе последнего смесителя получается требуемое колебание.
Данный метод, как и предыдущий, устраняет дискретную погрешность и позволяет измерять довольно малые расстояния, однако имеет и существенные недостатки. Он основан на точной взаимной компенсации составляющих модулированных сложным образом колебаний в двух каналах преобразования спектра, что порождает крайнюю критичность к разбалансу фаз и амплитуд соответствующих сигналов. Высокая частота модуляции, кроме того, ограничивает максимальную дальность однозначного отсчета (для частоты модуляции 100 кГц она равна 1.5 км). Из-за этих недостатков метод двойной частотной модуляции не нашел практического применения [15].
Второе направление состоит в дополнительной медленной фазовой модуляции сигнала разностной частоты (1-45) с последующим усреднением числа его нулей за период медленной модуляции. Медленный сдвиг фазы сигнала разностной частоты (см. рис. 1.9) позволяет учесть участок сигнала, не составляющий полного полупериода колебаний, что и приводит к подавлению дискретной погрешности [26 - 29, 31 — 34]. Формально, как первое, так и второе направления смыкаются друг с другом, поскольку в обоих случаях в сигнал разностной частоты вводится дополнительная частота. Однако, если в первом случае эта частота значительно выше частоты модуляции F = 1 / Т, то во втором случае, напротив, она намного меньше F и механизм сглаживания дискретной ошибки здесь иной. Рассмотрим известные методы осуществления дополнительной фазовой модуляции сигнала разностной частоты. Одним из первых был метод фазового сдвига прямого сигнала (рис. 1.13). Отличие заключается в том, что прямой сигнал перед сложением с отраженным сдвигается по фазе так, что средняя частота становится равной /и + Fn вместо /0, а абсолютное значение девиации частоты оказывается неизменным. Частота F,t выбирается из условия Fn « F. Данный метод не нашел практического применения ввиду трудностей создания широкополосного фазовращателя [27]. Другой путь осуществления фазовой модуляции описан в работе [28]. Здесь сдвиг фазы сигнала разностной частоты производится в низкочастотной области после смесителя (рис. 1.14). Смеситель приемника формирует два сигнала разностной частоты, сдвинутые по фазе на 90. Эти сигналы через регулируемые усилители поступают на два модулятора, в которых каждый из сигналов модулируется одним из сдвинутых между собой по фазе на 90 сигналом медленной модуляции (2 Гц). В результате этого начальная фаза суммарного сигнала разностной частоты непрерывно сдвигается, причем сдвиг фазы на 2к происходит за период медленной модуляции. Метод позволяет получить весьма высокую степень подавления дискретности, однако его практическая реализация чувствительна к разбалансу фаз и амплитуд и критична в настройке. Аналогичное преобразование сигнала разностной частоты предлагается в работах [31 -33].
Определение расстояния по значениям сигнала разностной частоты в зонах обращения фазы
Таким образом, совместное применение оптимального закона медленной модуляции и весового усреднения дополнительного положительного эффекта не дает. В случае, когда закон дополнительной модуляции не удается точно воспроизвести, эквивалентность метода весового усреднения числа нулей сигнала разностной частоты и метода введения дополнительной модуляции позволяет, при совместном их использовании, достигать максимальной эффективности подавления дискретной ошибки.
На основе построенной модели сигнала частотного дальномера с дополнительной модуляцией несущей частоты генератора и модели измерителя разностной частоты получены рабочие характеристики и рассчитаны значения погрешностей дальномера при различных законах дополнительной модуляции.
Подтверждено, что введение дополнительной медленной модуляции с последующим усреднением показаний счетчика почти в 30 раз повышает точность измерения расстояния, причем наибольшая точность достигается при использовании нелинейного закона модуляции. Однако существует начальный диапазон расстояний равный величине дискретной погрешности, на котором неоднозначность сохраняется при любом законе дополнительной модуляции.
Решена задача оптимизации формы дополнительной частотной модуляции. Установлено, что ее использование позволяет повысить точность частотного дальномера в 3.5 раза по сравнению с линейной формой. Величина среднеквадратической ошибки при этом составляет aR = 0.035 м, или в количестве длин волн несущего колебания D = 0.052. Показано, что эквивалентным методом является весовое усреднение числа нулей сигнала разностной частоты при линейной форме дополнительной модуляции. В результате численного эксперимента рассчитан оптимальный набор весовых коэффициентов, минимизирующий среднеквадратическую ошибку измерения расстояния aR = 0.035 м.
Показано, что совместное применение оптимального закона медленной модуляции и весового усреднения дополнительного положительного эффекта не дает, но позволяет достичь максимальной эффективности сглаживания дискретной ошибки в случае невозможности точного воспроизведения закона модуляции.
Производится анализ адаптивной системы обработки сигнала частотного дальномера с целью создания алгоритма адаптации. Исследуются характеристики предложенного алгоритма путем проведения численного эксперимента.
Материалы, представленные в данной главе, опубликованы в работах [59, 60, 62]. Известные методы подавления дискретной ошибки частотного дальномера, представленные в п. 1.3, не позволяют достичь предельной точности измерения даже при отсутствии помех, В частности, для оптимизированного метода введения дополнительной медленной модуляции несущей частоты неоднозначность измеряемого расстояния уменьшается, но до определенного значения (среднеквадратическая ошибка O"R = 0.035 м). Кроме того, существует начальный интервал расстояний [0, Лкр], на котором погрешность принципиально нельзя даже уменьшить известными методами. Рассмотрим модель сигнала частотного дальномера (2.8) без дополнительной модуляции (F(r) = 0) и помех ((p(t) = 0, ,( )=0), поступающего на вход счетного устройства: Видно, что точная информация о расстоянии R присутствует в сигнале разностной частоты (3.1), а, следовательно, для достижения предельной точности измерения необходима разработка метода, позволяющего однозначно определить по сигналу (3.1) расстояние R. Ниже проводится последовательная разработка адаптивного метода (алгоритма) обработки сигнала разностной частоты (3.1). Рассмотрим модель сигнала частотного дальномера без дополнительной модуляции и помех (3.1). Период изменения частоты этого сигнала равен периоду модуляции Т 2п/Сї. На рис. 3.1 построены четыре таких сигнала за период модуляции Т при различных значениях расстояния Из рисунка видно, что число пересечений меняется в зависимости от величины R. На временной оси можно выделить две особые точки: ц = Т/4 и t2 = 3 Т/4. Эти точки совпадают с зонами обращения фазы сигнала разностной частоты (мгновенная частота сигнала в этих точках равна нулю). Рассмотрим выражение (3.1) как функцию расстояния R с параметром t є [0, 7]. Каждая точка t на рис. 3.1 совершает гармонические колебания относительно нулевого уровня с частотой CDt: Таким образом, разность частот колебаний данных точек определяется величиной девиации Дш = 2кА/, причем частота колебаний точки ґі больше, чем частота колебаний точки t2. Следовательно, число пересечений с ростом R возрастает. Однако этот рост имеет немонотонный характер (рис. 2.3) из-за существования устойчивых и неустойчивых пересечений. Увеличенный фрагмент рис. 2.3 представлен нарис. 3.2. Новое устойчивое положительное пересечение образуется в точках R, для которых разность фаз сигнала (3.2) при tx и t2 кратна тс, то есть.
Численный эксперимент для частотного дальномера с адаптивной обработкой сигнала разностной частоты
Таким образом, задача нахождения минимума функции (ЗЛО) усложняется из-за существования большого числа локальных минимумов. Известны методы нахождения глобального минимума функции, такие как прямой перебор всевозможных значений функции, метода градиентного спуска и случайный поиск, В связи с наибольшей скоростью работы, как правило, применяются методы, основанные на случайном поиске [95]. Следовательно, и при параметрическом анализе сигнала частотного дальномера необходимо выполнять операции перебора, в соответствии с некоторым алгоритмом.
Кроме того, наличие шумов в сигнале разностной частоты (3.1), приводит к искажению значений z[ri] на выходе АЦП, что, в свою очередь, усложняет задачу определения параметра R„cr.
Другой особенностью параметрического метода является запаздывание появления результата на индикаторе, т.к. для выполнения одного измерения требуется получить отсчеты сигнала за период модуляции Т. Это ограничивает применимость метода в случае измерения расстояния до движущегося объекта.
На основании проведенного исследования методов определения расстояния по значениям сигнала разностной частоты в зонах обращения фазы и параметрического анализа сигнала частотного дальномера, представленных в п. 3.1.1 и п. 3.1.2, можно сделать вывод о том, что для достижения предельной точности измерения расстояния необходимо использовать сложные алгоритмы перебора модельных параметров. Кроме того, каждое новое измерение выполняется независимо от предыдущих.
Наиболее общее и простое решение в этом случае возможно при применении адаптивных методов обработки сигнала (см. п. 1.4). Задачей адаптивного анализатора сигнала частотного дальномера является расчет по отсчетам сигнала разностной частоты параметров последнего, то есть - его распознание. Для выполнения поставленной задачи удобно использовать анализатор, работающий на основе алгоритма линейного предсказания. Структурная схема такого анализатора представлена на рис. 3.5, где обозначено: z[n] — входная последовательность отсчетов сигнала разностной частоты, а[п] - последовательность предсказанных значений сигнала разностной частоты, е[п] — последовательность значений ошибки предсказания, R [п] — последовательность значений измеренного расстояния, еаар — пороговое значение сигнала ошибки, Z N модуль задержки отсчетов сигнала.
Анализатор содержит в себе ячейки памяти для хранения предыдущих отсчетов сигнала z[«-l]. Эти отсчет поступают в адаптивный фильтр (АФ), на выходе которого формируется отсчет а[п] предсказанное значение сигнала z[n]. Затем находится разность е[п] = а[п] - z[w] и результат подается на схему сравнения (СС), которая сопоставляет его некоторому пороговому значению ошибки предсказания епор и формирует управляющую команду для алгоритма адаптации (АА). Алгоритм адаптации - это главный модуль в представленной на рис. 3.5 структурной схеме. Согласно этому алгоритму производятся необходимые вычисления, при необходимости меняются параметры (весовые коэффициенты) адаптивного фильтра, устанавливается пороговое значение ошибки предсказания, и разрешается отображение информации на индикаторе (И), то есть алгоритм разрешает или запрещает адаптивному фильтру формировать значение рассчитанного расстояния R[n].
Таким образом, можно выделить два режима работы представленного адаптивного анализатора. В начале работы производится настройка системы на сигнал разностной частоты - режим адаптации. Затем выполняется процедура слежения за параметрами сигнала разностной частоты и необходимая коррекция работы адаптивного фильтра, при этом на индикаторе формируются и отображаются значения измеренного расстояния Я[п].
В случае движения цели происходит постоянная деформация сигнала разностной частоты, обусловленная меняющимся расстоянием и наличием доплеровского сдвига частоты отраженного сигнала. Усложнение алгоритма адаптации, выраженное в обнаружении движения и учете эффекта Доплера, позволяет измерять расстояние до движущейся цели, а значит и скорость. Максимальная скорость движения цели определяется временем работы в режиме адаптации и временем реакции системы на изменение расстояния, которое равно периоду дискретизации сигнала частотного дальномера (3.1).
Следует заметить, что после перехода анализатора в режим слежения возможно осуществление повторной обработки сигнала разностной частоты, из которого вычитается распознанный сигнал (от первой цели). Это означает возможность селекции нескольких целей по дальности. Количество возможных целей определяется производительностью процессора, осуществляющего адаптивную обработку сигнала разностной частоты, и не приводит к усложнению аппаратной части устройства. Таким образом, применение адаптивного анализатора сигнала частотного дальномера, работающего по принципу линейного предсказания, позволяет распознать сигнал разностной частоты и его параметры, а также осуществить непрерывное слежение за этими параметрами.
